EMIEMC設(shè)計(jì)講座

1、EMI / EMC設(shè)計(jì)講座（二 上）PCB上電的來源在PCB中，會(huì)產(chǎn)生EMI的原因很多，例如：射頻電流、共模準(zhǔn)位、接地回路、阻抗不匹配、磁通量等。為了掌握EMI，我們需要逐步理解這些原因和它們的影響。雖然，我們可以直接從電磁理論中，學(xué)到造成EMI現(xiàn)象的數(shù)學(xué)根據(jù)，但是，這是一條很辛苦、很漫長的道路。對一般工程師而言，簡單而清楚的描述更是重要。本文將探討，在PCB上電的來源、Maxwell方程式的應(yīng)用、磁通量最小化的概念。電的來源 與磁的來源相反，電的來源是以時(shí)變的電雙極（electric dipole）來建立模型。這表示有兩個(gè)分開的、極性相反的、時(shí)變的點(diǎn)電荷（point charges）互為相鄰

2、。雙極的兩端包含著電荷的變化。此電荷的變化，是因?yàn)殡娏髟陔p極的全部長度內(nèi)，不斷地流動(dòng)而造成的。利用振蕩器輸出訊號(hào)去驅(qū)動(dòng)一個(gè)沒有終端的（unterminated）天線，此種電路是可以用來代表電的來源。但是，此電路無法套用低頻的電路原理來做解釋。不考慮此電路中的訊號(hào)之有限傳播速度（這是依據(jù)非磁性材料的介電常數(shù)而定），反正射頻電流會(huì)在此電路產(chǎn)生。這是因?yàn)閭鞑ニ俣仁怯邢薜?，不是無限的。此假設(shè)是：導(dǎo)線在所有點(diǎn)上，都包含相同的電壓，并且此電路在任何一點(diǎn)上，瞬間都是均衡的。這種電的來源所產(chǎn)生的電磁場，是四個(gè)變數(shù)的函數(shù)：1. 回路中的電流振幅：電磁場和在雙極中流動(dòng)的電流量成正比。2. 雙極的極性和測量裝置的關(guān)

3、系：與磁來源一樣，雙極的極性必須和測量裝置的天線之極性相同。3. 雙極的大小：電磁場和電流元件的長度成正比，不過，其走線長度必須只有波長的部分大。雙極越大，在天線端所測量到的頻率就越低。對特定的大小而言，此天線會(huì)在特定的頻率下共振。4. 距離：電場和磁場彼此相關(guān)。兩者的強(qiáng)度和距離成正比。在遠(yuǎn)場（far field），其行為和回路源（磁的來源）類似，會(huì)出現(xiàn)一個(gè)電磁平面波。當(dāng)靠近點(diǎn)源（point source）時(shí)，電場和磁場與距離的相依性增加。近場（near field）（磁和電的成分）和遠(yuǎn)場的關(guān)系，如附圖一所示。所有的波都是磁場和電場成分的組合。這種組合稱作Poynting向量。實(shí)際上，是沒有一

4、個(gè)單獨(dú)的電波或磁波存在的。我們之所以能夠測量到平面波，是因?yàn)閷σ粋€(gè)小天線而言，在距離來源端數(shù)個(gè)波長的地方，其波前（wavefront）看起來像平面一樣。這種外貌是由天線所觀測到的物理輪廓；這就好像從河邊向河中打水漂一樣，我們所看到的水波是一波波的漣漪。場傳播是從場的點(diǎn)源，以光速的速度向外輻射出去；其中，。電場成分的測量單位是V/m，磁場成分的測量單位是A/m。電場（E）和磁場（H）的比率是自由空間（free space）的阻抗。這里必須強(qiáng)調(diào)的是，在平面波中，波阻抗Z0，或稱作自由空間的特性阻抗，是和距離無關(guān)，也和點(diǎn)源的特性無關(guān)。對一個(gè)在自由空間中的平面波而言：波前所承載的能量單位是watts/

5、m2。就Maxwell方程式的大多數(shù)應(yīng)用而言，雜訊耦合方法可以代表等效元件的模型。例如：在兩個(gè)導(dǎo)體之間的一個(gè)時(shí)變電場，可以代表一個(gè)電容。在相同的兩導(dǎo)體之間，一個(gè)時(shí)變磁場可以代表互感（mutual inductance）。附圖二表示這兩種雜訊耦合機(jī)制。圖一：波阻抗和距離的關(guān)系平面波的形狀若要使此雜訊耦合方法正確，電路的實(shí)際大小必須比訊號(hào)的波長小。若此模型不是真正正確時(shí)，仍然可以使用集總元件（lumped component）來說明EMC，原因如下：1. Maxwell方程式不能直接應(yīng)用在大多數(shù)的真實(shí)情況中，這是因?yàn)閺?fù)雜的邊界條件所造成的。如果我們對集總模型的近似正確度沒有信心，則此模型是不正確的

6、。不過，大多數(shù)的集總元件（或稱作離散元件）是可靠的。2. 數(shù)值模型不會(huì)顯示雜訊是如何根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)產(chǎn)生的?？v使有一個(gè)模型可能是答案，但與系統(tǒng)相關(guān)的參數(shù)是不會(huì)被預(yù)知、辨識(shí)，和顯現(xiàn)的。在所有可用的模型當(dāng)中，集總元件所建立的模型算是最好的。為什么這個(gè)理論和對Maxwell方程式的討論，對PCB設(shè)計(jì)和布線（layout）很重要？答案很簡單。我們必須先知道電磁場是如何產(chǎn)生的，之后我們就能夠降低在PCB中，由射頻產(chǎn)生的電磁場。這與降低電路中的射頻電流有關(guān)。此射頻電流直接和訊號(hào)分布網(wǎng)路、旁路和耦合相關(guān)。射頻電流最后會(huì)形成時(shí)脈的諧波和其它數(shù)位訊號(hào)。訊號(hào)分布網(wǎng)路必須盡量的小，如此才能將射頻回傳電流的回路區(qū)域盡量縮

7、小。旁路和耦合與最大電流相關(guān)，而且必須透過電源分散網(wǎng)路來產(chǎn)生大電流；而電源分散網(wǎng)路，在定義上，它的射頻回傳電流之回路區(qū)域是很大的。圖二：雜訊耦合方法（三）傳導(dǎo)式EMI的測量技術(shù)(上)傳導(dǎo)式（conducted）EMI是指部分的電磁（射頻）能量透過外部纜線（cable）、電源線、I/O互連介面，形成傳導(dǎo)波（propagation wave）被傳送出去。本文將說明射頻能量經(jīng)由電源線傳送時(shí)，所產(chǎn)生的傳導(dǎo)式雜訊對PCB的影響，以及如何測量傳導(dǎo)式EMI和FCC、CISPR的EMI限制規(guī)定。 差模和共模雜訊傳導(dǎo)式EMI可以分成兩類：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mo

8、de；CM）。差模也稱作對稱模式（symmetric mode）或正常模式（normal mode）；而共模也稱作不對稱模式（asymmetric mode）或接地泄漏模式（ground leakage mode）。由EMI產(chǎn)生的雜訊也分成兩類：差模雜訊和共模雜訊。簡言之，差模雜訊是當(dāng)兩條電源供應(yīng)線路的電流方向互為相反時(shí)發(fā)生的，如圖1(a)所示。而共模雜訊是當(dāng)所有的電源供應(yīng)線路的電流方向相同時(shí)發(fā)生的，如圖1(b)所示。一般而言，差模訊號(hào)通常是我們所要的，因?yàn)樗艹休d有用的資料或訊號(hào)；而共模訊號(hào)（雜訊）是我們不要的副作用或是差模電路的副產(chǎn)品，它正是EMC的最大難題。從圖一中，可以清楚發(fā)現(xiàn)，共模雜

9、訊的發(fā)生大多數(shù)是因?yàn)殡s散電容（stray capacitor）的不當(dāng)接地所造成的。這也是為何共模也稱作接地泄漏模式的原因。在圖二中，L是有作用（Live）或相位（Phase）的意思，N是中性（Neutral）的意思，E是安全接地或接地線（Earth wire）的意思；EUT是測試中的設(shè)備（Equipment Under Test）之意思。在E下方，有一個(gè)接地符號(hào)，它是采用國際電工委員會(huì)（International Electrotechnical Commission；IEC）所定義的有保護(hù)的接地（Protective Earth）之符號(hào)（在接地線的四周有一個(gè)圓形），而且有時(shí)會(huì)以PE來注明。D

10、M雜訊源是透過L和N對偶線，來推挽（push and pull）電流Idm。因?yàn)橛蠨M雜訊源的存在，所以沒有電流通過接地線路。雜訊的電流方向是根據(jù)交流電的周期而變化的。電源供應(yīng)電路所提供的基本的交流工作電流，在本質(zhì)上也是差模的。因?yàn)樗鬟M(jìn)L或N線路，并透過L或N線路離開。不過，在圖二中的差模電流并沒有包含這個(gè)電流。這是因?yàn)楣ぷ麟娏麟m然是差模的，但它不是雜訊。另一方面，對一個(gè)電流源（訊號(hào)源）而言，若它的基本頻率是電源頻率（line frequency）的兩倍-100或120Hz，它實(shí)質(zhì)上仍是屬于直流的，而且不是雜訊；即使它的諧波頻率，超過了標(biāo)準(zhǔn)的傳導(dǎo)式EMI之限制范圍（150 kHz to 30

11、 MHz）。然而，必須注意的是，工作電流仍然保留有直流偏壓的能量，此偏壓是提供給濾波抗流線圈（filter choke）使用，因此這會(huì)嚴(yán)重影響EMI濾波器的效能。這時(shí)，當(dāng)使用外部的電流探針來量測數(shù)據(jù)時(shí)，很可能因此造成測量誤差。圖一：差模和共模雜訊圖二：差模和共模雜訊電路CM雜訊源有接地，而且L和N線路具有相同的阻抗Z。因此，它驅(qū)動(dòng)相同大小的電路通過L和N線路。不過，這是假設(shè)兩者的阻抗大小相等?？梢郧宄赜^察出，假使雙方的阻抗不均衡（unbalanced），不對稱的共模電流將分布在L和N線路上。這似乎是用詞不當(dāng)或與原定義不符，因?yàn)镃M本來又稱作不對稱模式。為了避免混淆，此時(shí)的模式應(yīng)該稱作非對稱（

12、nonsymmetric）模式，好和不對稱模式做區(qū)分。在大多數(shù)的電源供應(yīng)電路中，在這個(gè)模式下所發(fā)出的EMI是最多的。利用不等值的負(fù)載或線路阻抗，就能夠有效地將CM電流轉(zhuǎn)換成一部分是CM電流，另一部分是DM電流。例如：一個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器（converter）供應(yīng)電源給一個(gè)次系統(tǒng)，此次系統(tǒng)具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出端存在著尚未被察覺的共模雜訊，它變成一個(gè)非常真實(shí)的（差動(dòng)）輸入電壓漣波，并施加給次系統(tǒng)。沒有次系統(tǒng)內(nèi)建的共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）可以參考，因?yàn)榇穗s訊不完全是共模的。到最后，此次系統(tǒng)可能會(huì)發(fā)生錯(cuò)誤。所以，

13、在產(chǎn)生共模電流時(shí)，就要馬上降低它的大小，這是非常重要的，是第一要?jiǎng)?wù)。使阻抗均衡則是第二要?jiǎng)?wù)。此外，由于共模和差模的特性，共模電流的頻率會(huì)比差模的頻率大。因此，共模電流會(huì)產(chǎn)生很大的射頻輻射。而且，會(huì)和鄰近的元件和電路發(fā)生電感性與電容性的耦合。通常，一個(gè)5uA的共模電流在一個(gè)1m長的導(dǎo)線中，所產(chǎn)生的射頻輻射量會(huì)超過FCC所規(guī)范的B類限定值。FCC的A類規(guī)范限制共模電流最多只能有15uA。此外，最短的交流電源線，依照標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定是1m，所以電源線的長度不能比1m短。在一個(gè)真實(shí)的電源供應(yīng)電路里，差模雜訊是被一個(gè)擺動(dòng)電流（swinging current），或脈沖電流（pulsating current）啟

14、動(dòng)的。但是，DM雜訊源很像是一個(gè)電壓源。另一方面，共模雜訊是被一個(gè)擺動(dòng)電壓（swinging voltage）啟動(dòng)的。但CM雜訊源的行為卻比較像是一個(gè)電流源，這使得共模雜訊更難被消除。它和所有的電流源一樣，需要有一個(gè)流動(dòng)路徑存在。因?yàn)樗穆窂桨妆P（chassis），所以外殼可能會(huì)變成一個(gè)大型的高頻天線。返回路徑對雜訊電流而言，真正的返回路徑（return path）是什么呢？實(shí)體的電氣路徑之間的距離，最好是越大越好。因?yàn)槿绻麤]有EMI濾波器存在的話，部分的雜訊電流將會(huì)透過散布于各地的各種寄生性電容返回。其余部分將透過無線的方式返回，這就是輻射；由此產(chǎn)生的電磁場會(huì)影響相鄰的導(dǎo)體，在這些導(dǎo)體內(nèi)

15、產(chǎn)生極小的電流。最后，這些極小的返回電流在電源供應(yīng)輸入端的總和會(huì)一直維持零值，因此不會(huì)違反Kirchhoff定律在一封閉電路中，過一節(jié)點(diǎn)的電流量之代數(shù)和為零。利用簡單的數(shù)學(xué)公式，就可以將于L和N線路上所測得的電流，區(qū)分為CM電流和DM電流。但是為了避免發(fā)生代數(shù)計(jì)算的錯(cuò)誤，必須先對電流的正方向做一定義?？梢约僭O(shè)若電流由右至左流動(dòng)，就是正方向，反之則為負(fù)方向。此外，必須記住的是：一個(gè)電流I若在任一線路中往一個(gè)方向流動(dòng)時(shí)，這是等同于I往另一個(gè)方向流動(dòng)的（Kirchhoff定律）。例如：假設(shè)在一條線路（L或N）上，測得一個(gè)由右至左流動(dòng)的電流2A。并在另一條線路上，測得一個(gè)由左至右流動(dòng)的電流5A。CM電

16、流和DM電流是多少呢？就CM電路而言，假設(shè)它的E連接到一個(gè)大型的金屬接地平面，因此無法測量出流過E的電流值（如果可以測得，那將是簡單的Icm）。這和一般離線的（off-line）電源供應(yīng)器具有3條（有接地線）或2條（沒有接地線）電線不同，不過，在后續(xù)的例子中，我們將會(huì)發(fā)現(xiàn)對那些接地不明的設(shè)備而言，其實(shí)它們具有一些泄漏（返回）路徑。以圖一為例，假設(shè)第一次測量的線路是L（若選擇N為首次測量的線路，底下所計(jì)算出來的結(jié)果也是一樣的）。由此可以導(dǎo)出：IL = Icm/2 + Idm= 2AIN = Icm/2 - Idm= -5A求解上面的聯(lián)立方程式，可以得出：Icm = -3AIdm = 3.5A這表

17、示有一個(gè)3A的電流，流過E（這是共模的定義）。而且，有一個(gè)3.5A的電流在L和N線路中來回流動(dòng)。再舉一個(gè)例子：假設(shè)測得一個(gè)2A的電流在一條線路中由右至左流動(dòng)，而且在另一條線路中沒有電流存在，此時(shí)，CM電流和DM電流為多少？IL = Icm/2 + Idm= 2AIN = Icm/2 - Idm= 0A對上面的聯(lián)立方程式求解，可得出：Icm = 2AIdm = 1A這是非對稱模式的例子。從此結(jié)果可以看出，非對稱模式的一部分可以視為不對稱（CM）模式，而它的另一部分可視為對稱（DM）模式。（三）傳導(dǎo)式EMI的測量技術(shù)（下）傳導(dǎo)式EMI的測量為了要測量EMI，我們必須使用一個(gè)阻抗穩(wěn)定網(wǎng)路（Imped

18、ance Stabilization Network；ISN）。和ISN類似的LISN已被應(yīng)用到離線的電源供應(yīng)電路中，其全名是線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)路（Line Impedance Stabilization Network；LISN）或仿真的主要網(wǎng)路（Artificial Mains Network；AMN）。如圖三所示，那是一個(gè)簡易的電路圖。若產(chǎn)品想要通過國際射頻干擾特別委員會(huì)（International Special Committee on Radio Interference；CISPR）所制定的CISPR 22限制（limits）規(guī)定，就必須采用符合CISPR 16規(guī)范所定義的LISN；

19、CISPR 16是CISPR 22所參考的標(biāo)準(zhǔn)。圖三：一個(gè)CISPR LISN的簡易電路圖使用LISN的目的是多重的。它是一個(gè)干凈的交流電源，將電能供應(yīng)給電源供應(yīng)器。接收機(jī)或頻譜分析儀可以利用它來讀出測量值。它提供一個(gè)穩(wěn)定的均衡阻抗，即使雜訊是來自于電源供應(yīng)器。最重要的是，它允許測量工作可以在任何地點(diǎn)重覆進(jìn)行。對雜訊源而言，LISN就是它的負(fù)載。假設(shè)在此LISN電路中，L和C的值是這樣決定的：電感L小到不會(huì)降低交流的電源電流（50/60Hz）；但在期望的頻率范圍內(nèi)（150 kHz to 30 MHz），它大到可以被視為開路（open）。電容C小到可以阻隔交流的電源電壓；但在期望的頻率范圍內(nèi)，它

20、大到變成短路（short）。上面的敘述（幾乎）是為真的。在圖三中，主要的簡化部分是，纜線或接收機(jī)的輸入阻抗已經(jīng)被包含進(jìn)去了。將一條典型的同軸纜線連接到一臺(tái)測量儀器（分析儀或接收機(jī)或示波器等）時(shí)，對一個(gè)高頻訊號(hào)而言，此纜線的輸入阻抗是50歐姆（因?yàn)閭鬏斁€效應(yīng)）。所以，當(dāng)接收機(jī)正在測量這個(gè)訊號(hào)時(shí)，假設(shè)在L和E之間，LISN使用一個(gè)繼電/切換（relay/switch）電路，將實(shí)際的50歐姆電阻移往相反的配對線路上，也就是在N和E之間。如此就能使所有的線路在任何時(shí)候都能保持均衡，不管是測量VL或VN。選擇50歐姆是為了要模擬高頻訊號(hào)的輸入阻抗，因?yàn)楦哳l訊號(hào)所使用的主要導(dǎo)線之阻抗值近似于50歐姆。此外

21、，它可以讓一般的測量工作，在任何地點(diǎn)、任何時(shí)間重覆地進(jìn)行。值得注意的是，電信設(shè)備的通訊埠是使用阻抗穩(wěn)定網(wǎng)路，它是使用150歐姆，而不是50歐姆；這是因?yàn)橐话愕馁Y料線路（data line）之輸入阻抗值近似于150歐姆。圖四：對DM和CM雜訊源而言，LISN所代表的負(fù)載阻抗為了了解VL和VN，請參考圖四。共模電壓是25乘以流向E的電流值（或者是50乘以Icm/2）。差模電壓是100乘以差模電流。因此，LISN提供下列的負(fù)載阻抗給雜訊源（沒有任何的輸入濾波器存在）：CM負(fù)載阻抗是25，DM負(fù)載阻抗是100。當(dāng)LISN切換時(shí)，可以由下式得出雜訊電壓值：VL=25Icm+50Idm 或 VN=25Ic

22、m - 50Idm 這是否意味著只要在L-E和N-E上做測量，就可以知道CM和DM雜訊的相對比例大小？其實(shí)，許多人常有這樣的錯(cuò)誤觀念：如果來自于電源供應(yīng)器的雜訊大部分是屬于DM的，則VL和VN的大小將會(huì)相等。如果雜訊是屬于CM的，則VL和VN的大小也會(huì)相等。但是，如果CM和DM的輻射大小幾乎相等時(shí)，則VL和VN的測量值將不會(huì)相同。如果這樣的觀念正確的話，那就表示即使在一個(gè)離線的電源供應(yīng)器中，L和N線路是對稱的，但L和N線路上的輻射量還是不相等的。在某一個(gè)特殊的時(shí)間點(diǎn)，兩線路上的個(gè)別雜訊大小可能會(huì)不相等，但實(shí)際上，射頻能量是以交流的電源頻率，在兩條線路之間跳躍著，如同工作電流一樣。所以，任何偵測

23、器測量此兩條線路時(shí)，只要測量的時(shí)間超過數(shù)個(gè)電壓周期，VL和VN的測量值差異將不會(huì)很大的。不過，極小的差異可能會(huì)存在，這是因?yàn)橛懈鞣N不同的不對稱性存在。當(dāng)然，VL和VN的測量結(jié)果必須符合EMI的限制規(guī)定。使用LISN后，就不需要分別測量CM和DM雜訊值，它們是利用上述的代數(shù)公式求得的。但有時(shí)還是需要各別測量CM和DM雜訊值，譬如：為了排除故障或診斷錯(cuò)誤。幸好有一些聰明的方法可以達(dá)到各別測量的目的。我們舉兩個(gè)例子：有一種裝置稱作LISN MATE，不過，目前已經(jīng)很少被使用了。它會(huì)衰減DM雜訊約50dB，但不會(huì)大幅衰減CM雜訊（約僅衰減4dB）。它的電路如圖五所示。圖六是一種以變壓器為基礎(chǔ)的裝置，它

24、是利用共模電壓無法使變壓器工作的原理；因?yàn)楸举|(zhì)上需要差動(dòng)的一次測電壓，才能使變壓器線圈內(nèi)的磁通量擺動(dòng)（swing）。它不像LISN MATE，此時(shí)CM和DM雜訊是一起輸出。不過，上述的兩種方法都需要修改LISN電路。因?yàn)橐话愕腖ISN只提供VL或VN，無法同時(shí)提供這兩者。最好是購買CM和DM雜訊有分離輸出的LISN。此外，也應(yīng)該要有總和檢視的功能，以確定是否有遵守技術(shù)規(guī)范的限制。圖五：LISN MATE圖六：CM和DM分離器傳導(dǎo)式EMI的限制對EMI而言，濾波器是做何用途呢？表一列出了FCC和CISPR 22的EMI限制規(guī)定。此表中比較特殊的是，除了可用dBV計(jì)量以外，也可以用mV來計(jì)量。這對

25、那些討厭使用對數(shù)（logarithm）計(jì)算的設(shè)計(jì)者而言很便利。在對數(shù)的定義里：db=20log10V1/V2 ，V1/V2是輸出入電壓的比值。所以，dBV表示是以IV為對數(shù)的比較基準(zhǔn)。下式是mV轉(zhuǎn)換成dBV的公式：(dBV)=20logmV/10-6譬如：0.25mV可以透過公式，得出：20log100.251,000/1 48 dBV。而dBV轉(zhuǎn)換成mV的公式如下：(mV)=(10(dbV)/20)10-3表一：傳導(dǎo)式EMI的限制必須注意的是，F(xiàn)CC并沒有規(guī)定平均的限制值，只規(guī)定了準(zhǔn)峰值（quasi-peak）。雖然，F(xiàn)CC有認(rèn)可CISPR 22的限制值。但是，F(xiàn)CC不允許兩者混用或并用。設(shè)

26、計(jì)者必須擇一而從。不過，以目前的情況來看，F(xiàn)CC Part 15勢必會(huì)逐漸和CISPR 22完全一致的。表二是dBV與mV的快速轉(zhuǎn)換對查表，我們可以利用上述的公式來轉(zhuǎn)換dBV、mV；或利用表二查得。表二：dBV與mV的對查表再觀察一下表一中的類別B，尤其是150 kHz至450 kHz，和450 kHz至500 kHz的區(qū)域。實(shí)際上，對CISPR而言，這是一個(gè)連續(xù)的區(qū)域，因?yàn)閐BV對log(f)的限制線在150 kHz到500 kHz的區(qū)域內(nèi)是一條直線。在150 kHz至500 kHz之間，CISPR均限曲線（傳導(dǎo)式EMI）的任一點(diǎn)之dBV值可由下式求出：(dBVAVG)= -19.07log

27、(?MHZ)+40.28為了方便計(jì)算和記憶，上式可以改寫成：(dBVAVG)= -20log(?MHZ)+40在這個(gè)區(qū)域內(nèi)的準(zhǔn)峰值限制正好比平均限制高10dB。所以，在150 kHz至500 kHz之間，CISPR準(zhǔn)峰值限制曲線（傳導(dǎo)式EMI）的任一點(diǎn)之dBV值可由下式求出：(dBVQP)= -19.07log(?MHZ)+50.28同樣的，上式也可以改寫成：(dBVQP)= -20log(?MHZ)+50CISPR 22類別B在150 kHz至500 kHz之間的限制值，實(shí)際上是上述的化約式。 就數(shù)學(xué)定義而言，Alog(?MHZ)+c是一條直線（如果水平軸具有對數(shù)刻度），其斜率為A，當(dāng)頻率（

28、f）為1MHz時(shí)，它通過c點(diǎn)。就CISPR 22類別B而言，雖然它的dBV直線在500 kHz處被截?cái)?，但是它的漸近線（asymptote）仍會(huì)通過40或50dBV，這分別是均限曲線和準(zhǔn)峰值限制曲線的c點(diǎn)（亦即，頻率為1MHz時(shí)的dBV值）。例如：當(dāng)頻率為300 kHz時(shí)，CISPR 22類別B的EMI限制值是多少呢？利用上述的公式，均限值等于： -19.07log(0.3)+40.28=50.25dBV因?yàn)闇?zhǔn)峰值限制比均限值多10 dB，所以它是60.25 dBV。比較表一中的準(zhǔn)峰值限制，是否意味著當(dāng)超過450 kHz時(shí)，F(xiàn)CC標(biāo)準(zhǔn)會(huì)比CISPR 22嚴(yán)格？首先，F(xiàn)CC標(biāo)準(zhǔn)是以美國國內(nèi)的電源

29、電壓為測量基準(zhǔn)；而CISPR則是使用更高的電源電壓來測量。所以這是淮橘成枳的問題，不能相提并論。此外FCC雖然沒有定義均限值，但是當(dāng)CISPR 22的準(zhǔn)峰值限制和均限值之差超過6 dB以上時(shí)，它放寬了限制（約13 dB）。因此，在實(shí)務(wù)上，符合CISPR標(biāo)準(zhǔn)的產(chǎn)品也會(huì)符合FCC的標(biāo)準(zhǔn)。有人說：頻率大約在5 MHz以下時(shí)，雜訊電流傾向于以差模為主；但在5 MHz以上時(shí)，雜訊電流傾向于以共模為主。不過這種說法缺乏根據(jù)。當(dāng)頻率超過20 MHz時(shí)，主要的傳導(dǎo)式雜訊可能是來自于電感的感應(yīng)，尤其是來自于輸出纜線的輻射。本質(zhì)上這是共模。但對一個(gè)交換式轉(zhuǎn)換器而言，這并不是共模雜訊的主要來源。如表一所示，標(biāo)準(zhǔn)的傳

30、導(dǎo)式EMI限制之頻率測量范圍是從150 kHz至30 MHz。為何頻率范圍不再向上增加呢？這是因?yàn)榈竭_(dá)30 MHz以后，任何傳導(dǎo)式雜訊將會(huì)被主要的導(dǎo)線大幅地衰減，而且傳輸距離會(huì)變短。但纜線當(dāng)然還會(huì)繼續(xù)輻射，因此輻射限制的范圍實(shí)際上是從30MHz到1GHz。結(jié)語來自電源電路的EMI是很難察覺的。因?yàn)楣こ處煻剂?xí)慣將電源供應(yīng)器想像成一個(gè)干凈的電源，殊不知，越是習(xí)以為常的元件，越可能是會(huì)發(fā)射EMI的黑盒子。（四）印刷電路板的映像平面 一個(gè)映像平面（image plane）是一層銅質(zhì)導(dǎo)體（或其它導(dǎo)體），它位于一個(gè)印刷電路板（PCB）里面。它可能是一個(gè)電壓平面，或鄰近一個(gè)電路或訊號(hào)路由層（signal r

31、outing layer）的0V參考平面。1990年代，映像平面的觀念被普遍使用，現(xiàn)在它是工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的專有名詞。本文將說明映像平面的定義、原理和設(shè)計(jì)。映像平面的定義射頻電流必須經(jīng)由一個(gè)先前定義好的路徑或其它路徑，回到電流源；簡言之，這個(gè)回傳路徑（return path）就是一種映像平面。映像平面可能是原先的走線的鏡像（mirror image），或位于附近的另一個(gè)路徑-亦即，串音（crosstalk）；映像平面也許就是電源平面、接地平面，或者自由空間（free space）。射頻電流會(huì)以電容或電感的形式與任何傳輸線耦合，只要此傳輸線的阻抗比先前定義好的路徑的阻抗小。不過，為了符合EMC標(biāo)準(zhǔn)，必須

32、避免讓自由空間成為回傳路徑。雖然單面PCB可以降低成本，但是這種簡單的結(jié)構(gòu)可能無法符合EMC標(biāo)準(zhǔn)。大多數(shù)的2層或4層結(jié)構(gòu)的PCB具有比較高的訊號(hào)完整性，并且可以通過EMC測試。高密度（多層板）的PCB堆疊大約可以為每一對映像平面，提供6dB至8dB的射頻抑制，這是由于消除磁通量所產(chǎn)生的效果。有一個(gè)簡單法則可以用來判斷何時(shí)應(yīng)該使用多層板：當(dāng)時(shí)脈速率超過5MHz，或上升時(shí)間比5 ns快，就必須使用多層板。電感的定義走線和銅質(zhì)平面都具有數(shù)目有限的電感，當(dāng)電壓施加到走線或傳輸線時(shí)，這些電感會(huì)禁止電流產(chǎn)生，所以會(huì)使雙導(dǎo)線成為不平衡的共模輻射，磁通量因此無法降低。在電路板結(jié)構(gòu)中，具有三種不同的電感型態(tài)：部

33、份電感：存在于導(dǎo)線或PCB走線的電感。自身的部份電感：來自于一個(gè)導(dǎo)線區(qū)段的電感，相對于無限長的區(qū)段。共同的部份電感：一個(gè)電感區(qū)段在第二個(gè)電感區(qū)段上所產(chǎn)生的效應(yīng)。和電容、電阻相比，電感值是最難被測量的。電感代表一個(gè)封閉型電流迴路的動(dòng)態(tài)特性。電感是通過封閉迴路的磁通量和產(chǎn)生磁通量的電流之比值，其數(shù)學(xué)表述式是：Lij=ij / li ，是磁通量，I是迴路中的電流。在一個(gè)封閉迴路中，電感值與迴路形狀和大小有關(guān)。當(dāng)設(shè)計(jì)PCB時(shí)，工程師經(jīng)常會(huì)忽視走線的電感大小。電感永遠(yuǎn)和封閉迴路有關(guān)。封閉迴路的電感效應(yīng)，可以由部份電感和共同的部份電感的效應(yīng)來描述。部份電感一個(gè)導(dǎo)體的內(nèi)部電感，它是由此導(dǎo)體內(nèi)部的磁通量產(chǎn)生的

34、。一個(gè)封閉迴路的部份電感之加總，等于將每個(gè)區(qū)段的部份電感相加后的和，亦即 。而每一個(gè)區(qū)段的Li就等于i / li， i表示第i個(gè)區(qū)段耦合至迴路的磁通量，I是在第i個(gè)區(qū)段的電流量，Li就是部份電感。因此，不同迴路將會(huì)有不同數(shù)值的部份電感。我們關(guān)注的是部份電感值，而不是走線的總電感值。而且，利用部份電感可以推導(dǎo)出共同的部份電感。共同的部份電感可以讓映像平面消除磁通量的主要因素是來自于共同的部份電感。磁通量被消除之后，能夠讓磁力線連結(jié)，并為射頻電流找到最佳的回傳路徑。自身的部份電感是指特定的迴路區(qū)段之電感，和其它迴路區(qū)段無關(guān)。附圖一是表示一個(gè)自身的部份電感，一條走線迴路內(nèi)的電流是I，Lp是走線區(qū)段的

35、自身的部份電感。假設(shè)此走線是從有限的一端，一直延伸至無限的另一端。理論上，雖然自身的部份電感與鄰近的導(dǎo)線無關(guān)，但實(shí)際上，間距很小的相鄰導(dǎo)線會(huì)互相改變彼此的自身的部份電感值。這是因?yàn)橐粭l導(dǎo)線會(huì)和其它導(dǎo)線互動(dòng)，使得在導(dǎo)線的全部長度上的電流分佈不再一致化（uniform）。尤其當(dāng)兩導(dǎo)線間隔和半徑的比值約小于5:1時(shí)，這種情況會(huì)更加明顯。 圖一：自身的部份電感在兩條導(dǎo)線之間，會(huì)有共同的部份電感存在。共同的部份電感Mp是以平行走線，或?qū)Ь€區(qū)段之間的間距（s）為基礎(chǔ)。Mp是第一條導(dǎo)線內(nèi)的電流所產(chǎn)生的磁通量（通過第二條導(dǎo)線至很遠(yuǎn)的地方）和第一條導(dǎo)線所產(chǎn)生的電流之比值。附圖二是表示一個(gè)共同的部份電感。它的等效

36、電路如附圖三所示，此電路的數(shù)學(xué)表述式如下所示：圖二：共同的部份電感圖三：兩導(dǎo)線之間的共同的部份電感現(xiàn)在以共同的部份電感之觀念，來考慮在附圖三的電路上傳送訊號(hào)，譬如：時(shí)脈訊號(hào)。V1是在訊號(hào)路徑上，V2是在射頻電流回傳路徑上。假設(shè)此兩導(dǎo)線構(gòu)成一個(gè)訊號(hào)路徑和它的回傳路徑，因此I1= I且I2 = -I。要不是有共同的部份電感存在，此兩導(dǎo)線將無法互相耦合，此電路也無法正常工作，也不會(huì)形成一個(gè)封閉迴路。在附圖三中的電壓降將變成：由上式中可以知道，若要使電壓降變小，必須增加共同的部份電感值（Mp）。而增加共同的部份電感之最簡單方法是：將射頻回傳電流的路徑盡量和訊號(hào)走線靠近。最佳的設(shè)計(jì)方法是：在接近訊號(hào)走線

37、的附近，使用一個(gè)射頻回傳平面，它們之間的距離在可實(shí)現(xiàn)的能力范圍之內(nèi)，應(yīng)該盡量的小。部份電感永遠(yuǎn)存在于導(dǎo)線中，它如同預(yù)設(shè)值一樣。因此，它就等同于一個(gè)具有特定的諧振頻率的天線。共同的部份電感可以降低部份電感的效應(yīng)?？s小兩導(dǎo)線的間距，其個(gè)別的部份電感就可以降低，這可以符合EMI相容標(biāo)準(zhǔn)的要求。為了使共同的部份電感之效應(yīng)達(dá)到最大，在兩導(dǎo)線中的電流必須大小相同，但方向相反。這也是為何映像平面（或接地線）能夠如此有效的原因。在兩條平行的導(dǎo)線之間，有共同的部份電感存在，而這些電感值會(huì)隨著兩導(dǎo)線的間距和長度之不同而變化（可以參考導(dǎo)線的技術(shù)規(guī)格）。當(dāng)兩平行導(dǎo)線的間距和長度都最小時(shí)，它們的共同的部份電感值會(huì)最大。

38、若在電源和接地平面之間以介電材料分開，此時(shí)共同的部份電感將扮演什么角色呢？同樣的，只要這兩個(gè)平面的間距很小，共同的部份電感值就會(huì)很大。此時(shí)，在電源平面上所測量到的射頻訊號(hào)電流應(yīng)該為零，因?yàn)樗淮笮∠嗤?、方向相反的射頻回傳電流抵銷了。此外，須注意的是，如果降低兩導(dǎo)線之間的共同的部份電感值，不僅會(huì)減損映像平面的效應(yīng)，而且會(huì)使兩平面之間的電容值增加。映像平面的設(shè)計(jì)附圖四是在PCB內(nèi)的映像平面，它具有共同的部份電感。在此圖中，訊號(hào)走線的大多數(shù)射頻電流將回至接地平面，此平面在訊號(hào)走線的正下方。在這個(gè)回傳映像結(jié)構(gòu)中，射頻回傳電流將遇到一個(gè)有限大的阻抗（電感）。此回傳電流會(huì)產(chǎn)生一個(gè)電壓梯度（斜率）（每單位路

39、徑長度的電壓變化率），也稱為接地雜訊電壓（ground-noise voltage）。接地雜訊電壓會(huì)導(dǎo)致部份的訊號(hào)電流通過接地平面的離散電容。 典型的共模電流 是差模電流Idm的1/10n倍（n為小于10的正整數(shù)）。不過，共模電流（I1和Icm）會(huì)比差模電流（ 和 ）產(chǎn)生更多的輻射。這是因?yàn)楣材５纳漕l電流場是相加的，而差模電流場是相減的。為了降低接地雜訊電壓，必須增加走線和其最靠近的映像平面之間的共同的部份電感值。這樣可以為回傳電流提供一條增強(qiáng)的路徑，將映像電流映射回電流源。接地雜訊電壓Vgnd的計(jì)算公式如下所示：Vgnd = Lg dI2/dt - Mgs dI1/dt附圖四和上式的符號(hào)意義

40、如下所示：Ls = 訊號(hào)走線自身的部份電感。Msg = 訊號(hào)走線和接地平面之間的共同的部份電感。Lg = 接地平面自身的部份電感。Mgs = 接地平面和訊號(hào)走線之間的共同的部份電感。Cstray = 接地平面的離散（stray）電容。Vgnd = 接地平面雜訊電壓。為了降低附圖四中的If，接地雜訊電壓必須減少。最好的方法是：縮小訊號(hào)走線和接地平面之間的距離。在大多數(shù)的情況下，接地雜訊的降低是有極限的，因?yàn)橛嵦?hào)平面和映像平面之間的距離不能小于一個(gè)特定值；若低于此值，則電路板的固定阻抗和功能將無法確保。此外，也可以為射頻電流提供額外的路徑，藉此降低接地雜訊電壓。此額外的回傳路徑包含有數(shù)條接地線。

41、圖四：PCB內(nèi)的接地平面 一個(gè)穩(wěn)固的平面會(huì)產(chǎn)生共模的輻射。由于共同的部份電感可以降低具輻射性的射頻電流的產(chǎn)生，因此，共同的部份電感也會(huì)影響到差模電流和共模電流。而利用映像平面是可以將這些電流大幅地降低的。理論上，差模電流應(yīng)該等于零，但實(shí)際上它無法100%被消除，而剩下來的差模電流會(huì)轉(zhuǎn)變成共模電流。此共模電流正是造成電磁干擾的主要來源。因?yàn)樵诨貍髀窂缴系氖Ｓ嗟纳漕l電流，被加到在訊號(hào)路徑中的主電流（I1）中，造成訊號(hào)嚴(yán)重干擾。為了降低共模電流，我們必須將走線平面和映像平面之間的共同的部份電感值增加至最大，以補(bǔ)捉磁通量，藉此消除不需要的射頻能量。差模電壓和電流會(huì)產(chǎn)生共模電流，而減少差模電流的方法除了

42、增加共同的部份電感值以外，走線平面和映像平面之間的距離也必須最小。 在PCB內(nèi)，當(dāng)有一個(gè)射頻回傳平面或路徑存在時(shí)，若此回傳路徑被連接至一個(gè)參考源，則可以獲得最佳的性能。對TTL和CMOS而言，其晶片內(nèi)的功率和接地腳位是連接至參考源、電源、接地平面。只有當(dāng)射頻回傳路徑有和晶片內(nèi)的功率和接地腳位連接，一個(gè)真正的映像平面才會(huì)存在。通常，在晶片內(nèi)會(huì)有接地線路，此線路與PCB的接地平面連接，因此產(chǎn)生良好的映像平面。如果將此映像平面移除，則在走線和接地平面之間會(huì)產(chǎn)生虛幻的映像平面。由于走線之間的距離很小，輻射能量會(huì)降低，因此，射頻映像（RF image）會(huì)被抵銷。理想的映像平面應(yīng)該是無限大的，而且沒有分裂

43、、細(xì)縫或割痕。接地和訊號(hào)迴路由于迴路是射頻能量傳播最主要的媒介，因此，接地或訊號(hào)回傳迴路控制（return loop control）是抑制PCB內(nèi)的電磁干擾的最重要設(shè)計(jì)考量之一。高速的邏輯元件和振盪器應(yīng)該盡量靠近接地電路，以避免形成迴路；在此迴路中會(huì)有渦流（eddy current）存在，此時(shí)是以機(jī)殼或底座（chassis）接地。渦流是受到不斷變化的磁場感應(yīng)產(chǎn)生的，它通常是寄生的。附圖五是PC的介面卡插槽和單點(diǎn)接地所形成的迴路。在此圖中，有一個(gè)額外的訊號(hào)回傳迴路區(qū)域存在。每個(gè)迴路將會(huì)各別產(chǎn)生一個(gè)不同的電磁場和頻譜。射頻電流將會(huì)在特定的頻率下，產(chǎn)生電磁輻射場，其輻射能量的大小和迴路的面積有關(guān)。

44、這時(shí)必須使用遮蔽物（containment），以避免射頻電流耦合至其它電路中；或輻射至外部環(huán)境，造成電磁干擾。不過，最好能盡量避免由內(nèi)部電路產(chǎn)生射頻迴路電流（RF loop current）來。 圖五：在PCB內(nèi)的接地迴路若射頻電流的回傳路徑不存在，此時(shí)，可以利用連接至底座的接地線路，或0V參考源來協(xié)助移除掉不良的射頻電流。這也稱為迴路面積控制（loop area control）。迴路面積的控制一個(gè)被磁場感應(yīng)的迴路，它的電磁場可以用電壓源來表示。這個(gè)電壓源大小和迴路的總面積成正比。因此，為了降低磁場的耦合效應(yīng)，必須減少迴路的面積。電場撿拾（pickup）接收系統(tǒng)也是依靠迴路面積，來形成接收天線。當(dāng)有一個(gè)電場存在時(shí)，在電源和接地平面之間，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)電流源。電場不會(huì)在線路至線路之間耦合，而會(huì)在走線至接地線之間耦合，這就包含了共模電流。但是，對磁場而言，由于電場會(huì)伴隨它產(chǎn)生，所以電磁場會(huì)在線路至線路之間耦合，也會(huì)在走線至接地線之間耦合。一般人都會(huì)忽略在PCB內(nèi)，于電源和0V參考點(diǎn)之間要設(shè)置迴路區(qū)域。附圖六的大迴路面積是最