一步一步做個(gè)電流源

1、一步一步做個(gè)電流源這是中的一段討論。可以做個(gè)開源電流源，這個(gè)很多人都需要。xynn：開源活動(dòng)，幾乎是有1個(gè)，或幾個(gè)人，提供一整套包括PCB，元件，程序等成套服務(wù)，其他參與者多是在重復(fù)，重復(fù)，再重復(fù)地練習(xí)烙鐵使用技術(shù)把套件里的原件插在孔里，焊接上就完了，最多再測(cè)下數(shù)據(jù)。這其中，購(gòu)買套件者能學(xué)到多少技術(shù)成分？.拳拳到肉?？吹綁永锖芏嗳硕家鲭娏髟?，本有意推個(gè)開源電流源，看了xynn的感嘆，深感掌握原理的重要性。此次做個(gè)特殊的開源，不出套件，一步一步由基本原理開始，做個(gè)人人能掌握的電流源。壇友基本都接觸過單片機(jī)，但由各貼而論，模擬基礎(chǔ)不足。而數(shù)控電流源是經(jīng)典競(jìng)賽題，看過很多題解，都是數(shù)字花哨，模擬

2、簡(jiǎn)陋，似乎單片機(jī)就能搞一切。 其實(shí)里面很多內(nèi)容和細(xì)節(jié)非常值得注意，幾乎用到低頻和直流的一切知識(shí)。 因此此次基本不涉及單片機(jī)，只討論模擬部分。本貼內(nèi)容每日更新。目標(biāo)：一個(gè)有基本功能的能用的20V/100mA電流源，既可固定輸出，又可用單片機(jī)步進(jìn)控制。-第一部分內(nèi)容由下圖是易于實(shí)現(xiàn)數(shù)控的直流電流源。 假設(shè)運(yùn)放有理想輸出能力，如果輸出電流100mA，采樣電阻Rsample的大小取值有何講究？ (原文件名:1.jpg) 如果Rsample過大，將導(dǎo)致： 1. 采樣功率過高，對(duì)Rsample溫度穩(wěn)定要求高，因而成本呈指數(shù)提高。  &#

3、160;解釋：如果Rsample=1 Ohm，Vsample=1V，Psample=100mW，對(duì)于精密應(yīng)用而言，電阻耗散100mW通常是難以接受的采樣功率。2. RL上的電壓動(dòng)態(tài)范圍減小，減小RL電阻上限。 但對(duì)運(yùn)放和Vin調(diào)理電路的要求相應(yīng)降低。 如果Rsample過小，將導(dǎo)致運(yùn)放的種種誤差顯現(xiàn)： 1. VOS的漂移與Vin可比，造成輸出電流誤差。    解釋：Rsample=0.1 Ohm，Vsample=10mV，如果使用LM324，VOSmax=3mV，潛在直流誤差30%；VOS/dTmax=30uV/C，10C溫度變化引起

4、潛在誤差3%。2. 電路增益過高，運(yùn)放噪聲放大，RL上電壓基本不變，造成RL上的電壓噪聲增大，導(dǎo)致RL上電流噪聲增大。 3. 對(duì)運(yùn)放要求提高，因而成本呈線性提高。 4. 對(duì)處理Vin的調(diào)理電路要求提高，因而提高成本。但對(duì)Rsample的要求相應(yīng)降低。如何選擇采樣電阻*電流源需要采樣電流進(jìn)行反饋，雖然也有其他方法采樣，但最穩(wěn)定也是最準(zhǔn)確的方法仍然是電阻采樣。普及知識(shí)：用于采樣的電阻功率至少大于采樣功率20倍以上，才不致由于發(fā)熱造成明顯的漂移。繼續(xù)上次，100mA_級(jí)的電流是很常用的電流值，但對(duì)于電阻采樣而言通常也是比較尷尬的電流值。A_級(jí)的電流通常不要求太高準(zhǔn)確度，使用分流器

5、采樣為主，只要功率足夠即可。mA/10mA_級(jí)的電流相對(duì)簡(jiǎn)單，由于不產(chǎn)生顯著的采樣功率，因此通常的精密金屬膜電阻都可滿足要求。100mA_級(jí)的電流不大不小，用分流器沒有這么大的阻值，用精密金屬膜電阻沒有這么大功率。解決方法：1. 降低采樣電壓，使用小阻值2. 降低采樣功率，同功率下，阻值盡量大看似矛盾，其實(shí)很簡(jiǎn)單，并聯(lián)多個(gè)精密金屬膜電阻。實(shí)例：100mA，采樣電阻4只12 Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金屬膜電阻并聯(lián)，等效電阻3 Ohm，采樣電壓300mV，采樣總功率30mW，每只電阻功率7.5mW。采用這種方法需要在PCB上多下功夫，一定牢記銅也有電阻，而且銅本身可做溫度傳感器

6、。通常0.1%的精度不是必要的，但溫度漂移一定要小。然而實(shí)際電阻產(chǎn)品的精度和漂移基本是對(duì)應(yīng)的，買電阻時(shí)除了功率外一定著重詢問。此外，電阻出廠前經(jīng)過老化最好，無老化的電阻通常便宜一些，但通電后幾天內(nèi)性能多少會(huì)有些變化。注意你的負(fù)載之一（電阻）*如果RL是純電阻，基本可以分為以下2種情況：1. RL<<Rsample：運(yùn)放看到的增益約為1，如果運(yùn)放單位增益不甚穩(wěn)定，例如LF357，電路可能振蕩。2. 對(duì)于某些運(yùn)放，如LM1875，需要20倍以上增益才可穩(wěn)定，此時(shí)要求RL>=10Rsample。   否則，如下圖所示，1/F與Aopen交點(diǎn)斜率差為40dB/DE

7、C，電路將振蕩。   為保證足夠的相位裕量，通常要求兩者交點(diǎn)斜率差最大為20dB/DEC。(原文件名:2.JPG) 然而，源是不能挑選負(fù)載的，除非超出源的能力，例如電壓源有輸出電流限制，而電流源有輸出電壓限制。對(duì)于第一種情況，通過運(yùn)放的外部補(bǔ)償即可消除，由于現(xiàn)代運(yùn)放都具有0dB穩(wěn)定性，因此不作為討論重點(diǎn)。對(duì)于第二種情況，需要在反饋通路引入適當(dāng)?shù)念l率補(bǔ)償，由于通常補(bǔ)償元件并聯(lián)在RL兩端，因此稱為輸出減振器。對(duì)于電阻性負(fù)載，輸出減振器即電容，通過在反饋回路中引入零點(diǎn)z，從而達(dá)到穩(wěn)定，但將限制反饋系統(tǒng)帶寬。(原文件名:3.JPG) 補(bǔ)償后，如下圖所示，1/F與

8、Aopen交點(diǎn)斜率差為20dB/DEC。(原文件名:4.JPG) 零點(diǎn)頻率壇友自己計(jì)算，很簡(jiǎn)單。零點(diǎn)的選擇根據(jù)運(yùn)放的Aopen各轉(zhuǎn)折頻率點(diǎn)選擇。為保證各種負(fù)載電阻下均達(dá)到穩(wěn)定，通常零點(diǎn)選在較低頻率，將犧牲部分頻率響應(yīng)。雖然第二種情況很少在實(shí)際中應(yīng)用，例如1875做的電流源溫度漂移嚴(yán)重，但作為頻率補(bǔ)償?shù)姆独勺鳛楹罄m(xù)的準(zhǔn)備知識(shí)。注意你的負(fù)載之二（電感）*和化學(xué)、物理方法產(chǎn)生的電能不同，依賴反饋理論的電源都會(huì)有先天的恐懼癥。與電壓源害怕遇到電容性負(fù)載類似，電流源遇到電感性負(fù)載時(shí)也須謹(jǐn)慎處理。題外話：似乎所有穩(wěn)壓電源都會(huì)在輸出有電容，與上面的話沖突。其實(shí)穩(wěn)壓電源也做過補(bǔ)償，況且10uF量級(jí)

9、的電容以足夠大，普通的電壓源能量無法帶動(dòng)10uF在特定頻率上以很大的幅度振蕩，但并非不振只是幅度很小，很像紋波。這就是為什么壇里壇外有些diy電源會(huì)產(chǎn)生莫名其妙的“紋波”和“噪聲”的原因。電流源的負(fù)載除了電阻和二極管以外，更多的應(yīng)用就是電感，變壓器、螺線管、電磁鐵、空心線圈、亥姆霍茲線圈.，其中很多電感性負(fù)載能達(dá)到H級(jí)。即使是小的電感，如果要求電流源響應(yīng)速度很高，也有同樣的問題。壇里有同惠的朋友，大家可向他請(qǐng)教，同惠某系列的電流源專為電感偏流的，同時(shí)又有很寬的頻率響應(yīng)范圍。RL是有直流電阻的電感，暫用(LL+RL)代替，(LL+RL)會(huì)使反饋系數(shù)F出現(xiàn)極點(diǎn)pL，對(duì)應(yīng)的1/F出現(xiàn)零點(diǎn)，導(dǎo)致振蕩。

10、pL的頻率點(diǎn)各位自己計(jì)算。(原文件名:5.JPG) 解決的辦法還是補(bǔ)償，只要在反饋系數(shù)F上引入一個(gè)零點(diǎn)zL，使1/F對(duì)應(yīng)出現(xiàn)一個(gè)極點(diǎn)，從而使交點(diǎn)處的1/F曲線斜率為0。(原文件名:6.JPG) 還是在輸出減振器上做了文章，但一般不推薦直接用電容，雖然電感內(nèi)阻已經(jīng)是一次阻尼，但仍會(huì)導(dǎo)致校正后的1/F曲線在LC諧振頻率附近莫名其妙。通常的方法要給電容也加一點(diǎn)阻尼，串聯(lián)一個(gè)小電阻R，1100 Ohm，視實(shí)際應(yīng)用中的頻響曲線和C的取值而定。一般而言，10kHz以下的應(yīng)用C=0.1uF，R=3 Ohm/1W。(原文件名:7.JPG) 很奇怪為什么用1W的電阻，R里通常不走電

11、流，做過音響功放的應(yīng)該有點(diǎn)體會(huì)，這里不再詳述。本次增加成本：3 Ohm/1W水泥/碳膜/金屬膜電阻        1只        單價(jià)0.20元        合計(jì)0.20元合計(jì)成本：3.20元負(fù)載的問題已經(jīng)完成，好像還缺電容沒有討論，給個(gè)公式CV=It，考慮考慮看。電流源不太怕電容的。這兩部分關(guān)于負(fù)載的問題，大家好像都不太感覺興趣，與烙鐵太遠(yuǎn)了。其實(shí)都是學(xué)校里很少見到的，工程上優(yōu)先考慮的事項(xiàng)。模電老師自己沒做過東西的，自然不會(huì)給講這個(gè)，這就是為什么學(xué)校作品通常很難變成產(chǎn)

12、品的原因。實(shí)際的運(yùn)放*模型說了這么多，還沒和實(shí)際的沾上邊兒，這一部分將考慮實(shí)際器件。通常的運(yùn)放最高能輸出35mA（我見過的，勿疑），而且到達(dá)最大輸出電流時(shí)，運(yùn)放幾乎進(jìn)入飽和狀態(tài)，已失去大多數(shù)可圈可點(diǎn)的性能。當(dāng)然，功率運(yùn)放可輸出5A以上的電流，但功率運(yùn)放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有興趣的壇友可查看LM1875的datasheet，其余類推。由于功率運(yùn)放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推薦單獨(dú)使用。一般而言，依照運(yùn)放自身的設(shè)計(jì)原則，運(yùn)放輸出電流應(yīng)盡量控制在1mA以內(nèi)，否則：1. 加上自身偏置電流，運(yùn)放可能發(fā)熱，造成輸出漂移。2. 由于集電極/發(fā)射極串聯(lián)電阻的作用，大

13、電流輸出造成運(yùn)放輸出級(jí)狀態(tài)不佳，主要是VCE過低，IC過大，造成電流增益下降，具體參見任意NPN/PNP datasheet中的輸出特性曲線。3. 加重中間級(jí)負(fù)載，造成運(yùn)放對(duì)高頻大信號(hào)的響應(yīng)能力下降。對(duì)于大于1mA的電流，應(yīng)該擴(kuò)流。(原文件名:8.JPG) 擴(kuò)流方法很多，最常見方法如下：1. 使用現(xiàn)成的單位增益緩沖器：    例如LT1010，最大輸出150mA。2. 參照運(yùn)放內(nèi)部電路：    擴(kuò)流最簡(jiǎn)單的辦法是共集電級(jí)乙類推挽輸出級(jí)，就是NPN和PNP構(gòu)成的射隨器組合，對(duì)于20V/100mA而言須選擇10W左右的中功率管。實(shí)際是第一種方法的簡(jiǎn)

14、化方法。3. 使用具有電壓增益的功率運(yùn)放電路擴(kuò)流：    這是一種豪華的方法，具有相當(dāng)好的動(dòng)態(tài)性能，很多Agilent高級(jí)系統(tǒng)儀器均采用這種方法，當(dāng)然功率運(yùn)放是分立的。由于擴(kuò)流電路具有電壓增益，因此對(duì)運(yùn)放的SR要求降低，整體電路的直流性能決定于運(yùn)放，克服了功率運(yùn)放的VOS問題。但這種電路調(diào)試比較麻煩，容易振蕩，需要設(shè)計(jì)者經(jīng)驗(yàn)豐富。顯見，考慮性價(jià)比，如果只考慮將電流源作為穩(wěn)定驅(qū)動(dòng)，而不考慮動(dòng)態(tài)性能（例如脈沖電流源），第2種方法是相當(dāng)好的選擇。一定有人推薦，最好使用甲乙類輸出以避免交越失真，也可，但對(duì)直流源實(shí)無必要。(原文件名:9.JPG) 上述電路都可工作于I、II

15、、III、IV象限。針對(duì)一般的用途，事實(shí)上需要四象限均可工作的電流源的場(chǎng)合非常少，通常只需I象限工作即可（Io>0、Vo>0），如果不考慮動(dòng)態(tài)性能，可將推挽輸出級(jí)PNP一側(cè)去掉，簡(jiǎn)化為單臂輸出。這次的簡(jiǎn)化犧牲了輸出電流下降沿性能，但對(duì)于直流穩(wěn)定源無大礙。壇友可參考Agilent 36xx系列用戶手冊(cè)，下降沿和上升沿響應(yīng)速率的巨大差異。36xx均為單臂電源。(原文件名:10.JPG) 圖中運(yùn)放使用了雙電源。運(yùn)放可單電源也可雙電源工作，推薦使用雙電源，原因如下：1. Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是運(yùn)放的基本公式，通常認(rèn)為Aopen無窮大，但實(shí)際運(yùn)放最高不過140dB

16、(icl7650)，有的運(yùn)放甚至只有幾千(TL061)。變換公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen，一定記住，其中所有的電壓都是以雙電源中點(diǎn)為參考地。而(Vin+-Vin-)就是運(yùn)放誤差。單電源工作時(shí)，Vo=1/2Vcc時(shí)才能達(dá)到誤差最小，雙電源工作時(shí)Vo=1/2(Vcc-Vee)=0時(shí)誤差最低，相對(duì)而言，后者更好把握，此問題在后面有實(shí)際應(yīng)用方法解決。2. 即使軌到軌運(yùn)放也無法達(dá)到輸入/輸出絕對(duì)到軌，因此需要輸入/輸出為0時(shí)會(huì)出一些令人煩惱的問題，使用雙電源可避免這些問題，從而集中精力考慮重點(diǎn)。似乎還有問題*電路基本成型了，還有什么問題？一般而言，設(shè)計(jì)到這個(gè)地步，設(shè)計(jì)工作可到一段落。

17、然而仔細(xì)分析，仍有不甚完美之處。普及知識(shí)：電流源和電壓源都是互補(bǔ)對(duì)應(yīng)的。首先看看電壓源：1. 對(duì)電容性負(fù)載敏感，對(duì)電感比較無所謂。2. 有最大電流限制，短路時(shí)輸出電流受電壓源的電源的電流能力限制。3. 負(fù)載并聯(lián)在輸出端和地之間。對(duì)應(yīng)于電流源：1. 對(duì)電感性負(fù)載敏感，對(duì)電容比較無所謂2. 有最大電壓限制，開路時(shí)輸出電壓受電流源的電源的電壓能力限制。3. .第3點(diǎn)是個(gè)問題，已經(jīng)得到的電流源的負(fù)載接在輸出端和采樣電阻之間，而且參與反饋，因而造成如下問題。1. 負(fù)載調(diào)節(jié)率    試想負(fù)載的變化范圍由0100 Ohm，運(yùn)放輸出端電壓需要在1到10V之間變化，根據(jù)前面運(yùn)放誤差分析，10

18、V與1V對(duì)應(yīng)的（Vin+-Vin-）相差10倍。如果運(yùn)放為TL061（Aopen=6000），輸入誤差在1V/600010V/6000之間變化，即0.16mV1.6mV，對(duì)應(yīng)Vsample=300mV的情況，電流誤差為0.05%0.5%，因此0100 Ohm范圍內(nèi)的負(fù)載調(diào)整率為0.45%，很可觀。通常的商品電源負(fù)載調(diào)整率不會(huì)超過0.01%。    當(dāng)然換好一點(diǎn)的運(yùn)放，例如OP07（增益1000000）,會(huì)好的多，負(fù)載調(diào)整率為0.003%?；究梢院雎?。    然而，如果可以用好一些，就盡量用好一些。即使是便宜的OP07，也盡量發(fā)揮出它應(yīng)有的指標(biāo)。

19、0;   為何要一味追求負(fù)載調(diào)整率，其實(shí)負(fù)載調(diào)整率對(duì)應(yīng)的就是電流源的并聯(lián)內(nèi)阻，負(fù)載調(diào)整率越小，并聯(lián)內(nèi)阻越高，其分流越小，電流源性能越好。    對(duì)應(yīng)于電壓源，負(fù)載調(diào)整率對(duì)應(yīng)的是電壓源的串聯(lián)內(nèi)阻，負(fù)載調(diào)整率越小，串聯(lián)內(nèi)阻越小，其分壓越小，電壓源性能越好。    科學(xué)的對(duì)稱美。2. 輸出電壓無法達(dá)到20V    老實(shí)話，為什么命題選擇20V，就是要在這里說明問題。大多數(shù)的運(yùn)放雙電源時(shí)推薦最大電源電壓為+/-15V，當(dāng)然也有OP07（極限+/-22V）家族可以到達(dá)+/-20V。    即使使用OP07，在+/-

20、20V下工作，輸出最高電壓不過+/-18V，因此NPN的E，即電流源輸出端的最高電壓為17.4V，算上Vsample=300mV，電流源能達(dá)到的輸出電壓為17.1V。況且中功率NPN的電流增益不過幾十，因此一定會(huì)使用達(dá)林頓組態(tài)，減小運(yùn)放負(fù)載，又會(huì)去掉0.6V，最高輸出電壓壓縮到16.5V。    當(dāng)然，會(huì)有建議采用非對(duì)稱雙電源，例如+30V -5V，可使輸出電壓達(dá)到20V以上。    如果不得已，這樣的配置是可用的。然而基于以下的原因：    （1）如果Vin+端電壓很接近0V，運(yùn)放輸入級(jí)晶體管會(huì)工作在不太舒服的狀態(tài)，VCE過小，導(dǎo)致

21、電流增益下降，造成運(yùn)放Aopen下降和輸入偏流增大。    （2）Aopen下降也會(huì)造成負(fù)載調(diào)節(jié)率指標(biāo)下降。    一般不推薦相差懸殊的非對(duì)稱雙電源應(yīng)用。單電源是非對(duì)稱雙電源的極端，因此與雙電源相比性能會(huì)打很大折扣。這就是為什么早期的運(yùn)放均不推薦單電源的原因。但手持設(shè)備的出現(xiàn)對(duì)單電源應(yīng)用有巨大促進(jìn)作用，現(xiàn)代單電源運(yùn)放作過很大改進(jìn)，例如軌到軌，但價(jià)格也高得多，在不損失其他性能的前提下，價(jià)格通常是普通運(yùn)放的幾倍。對(duì)于上述問題，這個(gè)電流源的架構(gòu)無法確切的完全的解決，必須改變架構(gòu)。利用三極管的鏡像原理（IB約等于0，IC=IE），可將負(fù)載請(qǐng)出反饋回路，移到電源和

22、C之間，也就達(dá)到了與電壓源的對(duì)應(yīng)：“負(fù)載串聯(lián)在輸出端和電源之間”。(原文件名:A1.JPG) 此時(shí)，運(yùn)放輸出端電壓基本控制在0.60.9V之間，即使TL061也可達(dá)到0.016%，OP07更可達(dá)到0.0001%。如果將運(yùn)放電源VCC與連接負(fù)載的電源VP分開，連接負(fù)載的電源VP為24V，電流源的輸出電壓便可達(dá)到20V以上?？墒牵龢O管的電流增益畢竟是有限的，即使是達(dá)林頓組態(tài)也不過1000，超beta管（通常用在雙極運(yùn)放輸入端）最大也不過10000，IB總會(huì)出現(xiàn)，而且IB通過Rsample流入地，造成Vsample里出現(xiàn)誤差。誤差即1/電流增益。NS有個(gè)電路避免了這個(gè)問題，使用JFET與

23、NPN構(gòu)成一個(gè)無需電流驅(qū)動(dòng)的達(dá)林頓組態(tài)。(原文件名:A3.JPG) 然而小功率JFET或N MOS并不便宜，而功率N MOSFET并不貴，還可減少一種庫存，因此使用N MOSFET代替NPN即可。(原文件名:A2.JPG) MOSFET不需要穩(wěn)定的電流驅(qū)動(dòng)，因此IG造成的Vsample誤差基本可以忽略，ID=IS，一個(gè)近乎完美的鏡像。10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，選用100W的IRF530也是明智的，而且為擴(kuò)充輸出功率提供了潛力。場(chǎng)效應(yīng)管的Cgs跟環(huán)路穩(wěn)定性沒太大關(guān)系。用管子的導(dǎo)納乘上采樣電阻可以獲得這個(gè)環(huán)節(jié)的電壓放大倍數(shù)，如果不大于1，則不必考慮環(huán)路穩(wěn)定問題。

24、場(chǎng)效應(yīng)管的Cgs跟環(huán)路穩(wěn)定性沒太大關(guān)系。 用管子的導(dǎo)納乘上采樣電阻可以獲得這個(gè)環(huán)節(jié)的電壓放大倍數(shù)，如果不大于1，則不必考慮環(huán)路穩(wěn)定問題。 =高手，問題找得很準(zhǔn)，但這兩點(diǎn)不是絕對(duì)的，與運(yùn)放和MOSFET的頻率響應(yīng)有關(guān)。(原文件名:A4.JPG) 振個(gè)不停*相信還沒有人動(dòng)手，最好已經(jīng)搭好了39樓的電路。然而卻發(fā)現(xiàn)根本不能用，不是上來就振，就是電流一大就開始振。一頭霧水，反饋看似是負(fù)反饋，而且用NPN就基本不會(huì)振，很奇怪，也很氣憤，因?yàn)闆]有辦法，也沒有思路。這是負(fù)反饋的固有問題，凡負(fù)反饋都有機(jī)會(huì)振蕩，只要相位出問題。然而，還有一句話，凡負(fù)反饋的振蕩問題都可解決。先吃一顆

25、定心丸。解決振蕩問題就是剪裁頻率響應(yīng)曲線的過程。因此必須首先得到開環(huán)增益Aopen和反饋系數(shù)F的頻率響應(yīng)。反饋系數(shù)F就是1，在波特圖上是0dB線。開環(huán)增益Aopen麻煩一點(diǎn)，根據(jù)39樓電路，首先畫出小信號(hào)等效電路。開環(huán)分為三部分：1. 運(yùn)放2. MOSFET輸入3. MOSFET輸出(原文件名:A5.JPG) 這個(gè)電路的傳遞函數(shù)由于Cgs不接地并且與壓控電流源gmVgs耦合而不太好算，在學(xué)校帶畢設(shè)的時(shí)候曾經(jīng)讓一個(gè)學(xué)生推過一次，就是不知道二極管符號(hào)幾個(gè)三角的學(xué)生。他很嚴(yán)謹(jǐn)而且敬業(yè)，不僅推出來還檢查了三遍，交給學(xué)校培養(yǎng)真是浪費(fèi)了。傳遞函數(shù)算出來是一個(gè)一寸高兩寸寬的拉普拉斯變換，實(shí)在沒有時(shí)

26、間再推一遍，不過如果忽略某些不太重要的量，由于Rsample很小，而與Cgs接地時(shí)差不太多。(原文件名:A6.JPG) 運(yùn)放之后的Ro是運(yùn)放的輸出電阻，即運(yùn)放輸出級(jí)的限流電阻，大致在200 Ohm左右?？梢杂梢韵路椒ù笾峦瞥觯悍且?guī)到軌運(yùn)放臨界飽和輸出電壓為Vcc-4V，最大輸出電流20mA左右，限流電阻約200 Ohm左右。Cgs比較復(fù)雜，按datasheet上的說明，Ciss=760pFVgs=0/VDS=25V，但VDS減小和Vgs增大會(huì)使Ciss增大到約1000pF。(原文件名:A7.JPG) 同時(shí)圖中省略了跨導(dǎo)電容Crss，Crss可通過密勒定理等效在輸入和輸出端的

27、小電容，很小而忽略。gm是個(gè)問題，雖然可以查到直流gm，大致為7Id=8A/VDS=50V，但實(shí)際用在Id=100mA/VDS<20V，根據(jù)datasheet中的輸出特性曲線可以看到在飽和區(qū)gm隨Id減小而減小，與VDS關(guān)系不大，在可變電阻區(qū)，gm隨Id和VDS減小而明顯減小。gm在Id很小時(shí)大致在1-3左右。暫取2。(原文件名:A8.JPG) gm也有轉(zhuǎn)折頻率，最終產(chǎn)生fT，但這個(gè)參數(shù)很難得到，因?yàn)榇蠖鄶?shù)功率MOSFET都是用在開關(guān)狀態(tài)，而且gmDC隨偏置變化很大，因此datasheet里通常不給出，但由導(dǎo)通時(shí)間，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gm

28、DC即為轉(zhuǎn)折頻率，很高，大致在10MHz左右。已遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出OP07的可操作范圍，因此忽略，認(rèn)為gm是不隨頻率變化的水平直線。也可看出為什么之前不用OP37的原因，因?yàn)間m的轉(zhuǎn)折頻率恰好在OP37的操作頻率范圍內(nèi)，從而造成頻率補(bǔ)償復(fù)雜度增加。大電流的MOSFET由于管芯并聯(lián)數(shù)很大而具有很大的Cgs，如果可能盡量使用IDSmax小的MOSFET。IGBT的輸出特性曲線比較奇怪，以前用過，但很容易擊穿，沒有過多考慮。IGBT多數(shù)是做開關(guān)，似乎用在線性電源上有些問題。Cgs的作用在下一節(jié)會(huì)有詳細(xì)討論。三種補(bǔ)償通常都是一起使用，單一補(bǔ)償方式會(huì)出現(xiàn)顧此失彼的問題。分析Aopen之一：運(yùn)放的主極點(diǎn)*誠(chéng)如xyn

29、n所言，運(yùn)放是多零極點(diǎn)系統(tǒng)，但一般都具有2個(gè)主極點(diǎn)，低頻主極點(diǎn)，靠近DC，高頻主極點(diǎn)，靠近GBW。圖為OP07的開環(huán)增益頻響曲線。(原文件名:A9.JPG) 2個(gè)主極點(diǎn)中，高頻主極點(diǎn)通常不受重視，因?yàn)榇蠖鄶?shù)運(yùn)放的高頻主極點(diǎn)都在0dB線以下，即單位增益穩(wěn)定。反饋環(huán)路中只有1只運(yùn)放時(shí)很少遇到增益小于1的情況。因此很多運(yùn)放datasheet中高頻主極點(diǎn)都不標(biāo)出?？紤]運(yùn)放與10倍理想增益級(jí)級(jí)聯(lián)（有時(shí)是必須的），這個(gè)高頻主極點(diǎn)就會(huì)浮出水面，如果閉環(huán)增益為1，便會(huì)產(chǎn)生振蕩。(原文件名:A10.JPG) (原文件名:B1.JPG)分析Aopen之二：MOSFET和Rsample*如前所述

30、，MOSFET分為輸入和輸出兩部分，通過合理簡(jiǎn)化，輸入的Cgs接地。應(yīng)該感謝輸入輸出功率隔離的設(shè)計(jì)方法，不知是誰先造出了電子管，否則這部分分析會(huì)相當(dāng)復(fù)雜。1. 輸入部分輸入部分由Ro=200 Ohm和Cgs=1000pF構(gòu)成低通濾波器，并產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)po。低頻增益為0dB，產(chǎn)生轉(zhuǎn)折頻率的極點(diǎn)po位于約800kHz。正好落在OP07 0dB以上的頻帶范圍內(nèi)，因此推測(cè)與振蕩有關(guān)。(原文件名:B2.JPG) 2. 輸出部分MOSFET的電流Id=gmVgs流經(jīng)Rsample產(chǎn)生電壓gmVgsRsample，因此增益為gmRsample。由于gm的轉(zhuǎn)折頻率很高，Rsample在低頻下為理想電

31、阻，因此gmRsample的頻率響應(yīng)為平行于0dB線的直線。電流源輸出電流很小時(shí)，gm接近于0，因此gmRsample位于0dB線以下很低的位置。輸出電流增大造成gm增大，gmRsample不斷上移，直至最大電流時(shí)，gm=2s，Rsample=3 Ohm，gmRsample=6，移至0dB線以上。(原文件名:B3.JPG) 兩部分級(jí)聯(lián)后，增益相乘，波特圖上增益相加，如下圖：(原文件名:B4.JPG) 此時(shí)如果gmRsample>1，極點(diǎn)po在0dB線之上，反之則在0dB線之下。一旦po高于0dB線，而1/F=1(0dB)且運(yùn)放自身Aopen在此頻率附近有-20dB/D

32、EC的斜率，則po之后斜率將達(dá)到-40dB/DEC，可能產(chǎn)生振蕩。因此推論振蕩的產(chǎn)生應(yīng)與Ro、Cgs、gm和Rsample均相關(guān)。分析Aopen之三：為何振蕩*將運(yùn)放、MOSFET和Rsample構(gòu)成的傳遞函數(shù)級(jí)聯(lián)，得到下圖的完整開環(huán)增益Aopen：(原文件名:B5.JPG) Aopen具有3個(gè)主極點(diǎn)，分別為：1. 運(yùn)放低頻主極點(diǎn)pL2. MOSFET輸入電容造成的極點(diǎn)po3. 運(yùn)放高頻主極點(diǎn)pHgmRsample<1時(shí)，po在0dB線之下，系統(tǒng)穩(wěn)定。gmRsample>1時(shí)，po在0dB線之上，系統(tǒng)振蕩。gmRsample=1時(shí)，po=0dB，系統(tǒng)處于臨界狀態(tài)。-【47

33、樓】 yan_jian 電流大點(diǎn)就振蕩。此問題的原因說來簡(jiǎn)單：gm與電流Id息息相關(guān)，gm隨Id的增大而增大，因此gmRsample可能由<1變化至>1，使極點(diǎn)po位于0dB線之上，1/F=0dB線與Aopen的交點(diǎn)處斜率差為40dB/DEC，因此系統(tǒng)振蕩。-當(dāng)然，可通過降低Rsample避免振蕩，然而這不是治本的方法，而且會(huì)引起成本、噪聲等一系列問題。處理振蕩時(shí)的一個(gè)基本原則，盡量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改變1/F可能造成系統(tǒng)瞬態(tài)性能的變化。頻率補(bǔ)償是雙刃劍，可能造成系統(tǒng)性能下降，過分的單一補(bǔ)償會(huì)造成大量問題。因此應(yīng)盡量使用多種補(bǔ)償方法，而且每種補(bǔ)償適可而止

34、。本次將采用三種補(bǔ)償方法，分別解決三種問題：1. 加速補(bǔ)償2. 噪聲增益補(bǔ)償3. 高頻積分補(bǔ)償每種補(bǔ)償除了主要作用外，還會(huì)有其他作用，下面幾節(jié)將逐一詳細(xì)分析。加速補(bǔ)償校正Aopen*校正Aopen是補(bǔ)償?shù)淖罴逊椒?，?jiǎn)單的Aopen補(bǔ)償會(huì)起到1/F補(bǔ)償難以達(dá)到的效果，但并非解決一切問題。如果振蕩由于po位于0dB線之上造成，可想到的第一辦法是去掉po。去掉極點(diǎn)作用的基本方法是引入零點(diǎn)。引入零點(diǎn)的最佳位置為Ro，Ro上并聯(lián)電容Cs可為MOSFET輸入端引入一個(gè)零點(diǎn)zo。但Ro是運(yùn)放內(nèi)部電阻，無法操作，因此在Ro后添加一只電阻Rs，并將Cs與Rs并聯(lián)。(原文件名:B6.JPG) 如果Rs&

35、gt;>Ro，則可基本忽略Ro的作用。增加Rs和Cs后，會(huì)使MOSFET輸入端的極點(diǎn)po和零點(diǎn)zo頻率分別為：po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。如果Cs>>Cgs，則原有的極點(diǎn)po=1/2piRoCs由高頻段移至低頻段，頻率由Cs、Cgs和Rs決定，而非Cgs和Ro決定，新引入的零點(diǎn)zo也在低頻段并與po基本重合，兩者頻率差由Cgs與Cs的比例決定，因而很小。通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。(原文件名:B7.JPG) Rs和Cs將原有極點(diǎn)po移至低頻段并通過zo去除。像極了chopper運(yùn)放里通過采樣將1/f噪聲

36、量化到高頻段后濾除。很多不沾邊的方法思路都是相通的。由瞬態(tài)方法分析，Cs兩端電壓不可突變，因此運(yùn)放輸出電壓的變化會(huì)迅速反應(yīng)到柵極，即Cs使為Cgs充電的電流相位超前pi/2。因此Cs起到加速電容作用，其補(bǔ)償稱為加速補(bǔ)償或超前補(bǔ)償。很多類似電路里在Rs/Cs之后會(huì)串聯(lián)一只小電阻，約100 Ohm，再稍適調(diào)整零點(diǎn)和極點(diǎn)位置，此處不必再加，那個(gè)忽略的Ro很合適?？磦€(gè)范例，Agilent 36xx系列的MOSFET輸入級(jí)處理，由于PNP內(nèi)阻很小，至少比運(yùn)放低得多，因此后面有一只R42=100 Ohm。(原文件名:B8.JPG) 在此之前，如果看到C49和R39，恐怕很多壇友會(huì)很難理解其作用，

37、然而這也正是體現(xiàn)模擬電路設(shè)計(jì)水平之處。有人感嘆36xx系列電路的復(fù)雜，然而內(nèi)行看門道，其實(shí)真正吃功夫的地方恰在幾只便宜的0805電阻和電容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之類的昂貴元件。rate of closure也翻譯為接近速率，工程常用，國(guó)外教科書也有大量介紹。限制還沒碰到過。實(shí)際上頻響能算得如此細(xì)致的時(shí)候并不多，很多時(shí)候都是在大致計(jì)算的基礎(chǔ)上通過補(bǔ)償時(shí)換元件值推測(cè)頻響曲線的形狀和零極點(diǎn)位置。45度的相位差不會(huì)一定導(dǎo)致振蕩，但是在電源/輸入端無任何其他干擾的情況下。臨界振蕩時(shí)一旦碰到干擾，器件直流偏置的瞬間改變會(huì)使交流參數(shù)進(jìn)入滿足振蕩的值，馬上會(huì)進(jìn)入振蕩。作為穩(wěn)定源，相位

38、裕量確實(shí)需要保守一些，畢竟振蕩后可能造成損失，而且很可能是用戶的損失。潛在的振蕩：運(yùn)放的高頻主極點(diǎn)pH*通過加速補(bǔ)償，由Cgs造成的極點(diǎn)作用基本消除。然而，0dB線附近還有一個(gè)極點(diǎn)運(yùn)放的高頻主極點(diǎn)pH。事實(shí)上，就純粹的運(yùn)放而言，pH只在0dB線之下不遠(yuǎn)的位置。與po類似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB線，從而使Aopen與1/F的交點(diǎn)斜率差為40dB/DEC，引起振蕩。pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必須更高才能使電路由于pH而產(chǎn)生振蕩，然而gmRsample由于datasheet中沒有完整參數(shù)，實(shí)際上只能大致預(yù)測(cè)而無法精確計(jì)算。因此必須采取一定措施避

39、免pH的作用。如前所述，零點(diǎn)可以矯正極點(diǎn)的作用，但有一個(gè)條件，除非將零點(diǎn)/極點(diǎn)頻率降得很低或升得很高，使其位于遠(yuǎn)離1/F的位置。pH距離0dB線過于近，而且是運(yùn)放的固有極點(diǎn)，想通過前面類似的方法轉(zhuǎn)移極點(diǎn)位置很不容易。如果1/F的位置改變，遠(yuǎn)離pH，就能輕易解決pH的煩惱。然而1/F決定了電路的輸出電流，不能隨意更改。但如果1/F的DC值不變而高頻有所提升，應(yīng)該可以這就是噪聲增益補(bǔ)償。噪聲增益補(bǔ)償方法來自反向放大器，使用RC串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)連接在Vin+和Vin-之間。這種方法不建議用在同向放大器，但也不是絕對(duì)不可以，只需將RC串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的Vin+端接地，并在Rsample上的電壓反饋到Vin-之前串聯(lián)電

40、阻RF即可。(原文件名:B9.JPG) 這個(gè)電路在功放里很常見，目的是降低DC誤差，但不影響高頻響應(yīng)。此處的作用在于為反饋系數(shù)F提供一對(duì)極點(diǎn)/零點(diǎn)，從而使F的高頻響應(yīng)降低，即1/F的高頻響應(yīng)增強(qiáng)，實(shí)質(zhì)上使F成為一個(gè)低通濾波器，對(duì)應(yīng)1/F為高通濾波器。(原文件名:B10.JPG) F中的極點(diǎn)和零點(diǎn)在1/F中相對(duì)應(yīng)為零點(diǎn)zc和極點(diǎn)pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，兩者之間的增益差為1+RF/Rc，從而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F遠(yuǎn)離pH。顯然，1+RF/Rc越大，zc和pc頻率越低，1/F越遠(yuǎn)離pH，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但也會(huì)出現(xiàn)致

41、命的問題瞬態(tài)性能下降。如果電流源輸入端施加階躍激勵(lì)，電流源系統(tǒng)輸出端會(huì)產(chǎn)生明顯的過沖振蕩，而后在幾個(gè)振蕩周期后進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。原因在于階躍激勵(lì)使運(yùn)放迅速動(dòng)作，MOSFET柵極電壓迅速增大，輸出電流Io增大，但體現(xiàn)在Rsample上的采樣電壓IoRsample受到噪聲增益補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)F的低通作用，向運(yùn)放隱瞞了IoRsample迅速上升的事實(shí)，即反饋到Vin-的電壓無法體現(xiàn)運(yùn)放的輸出動(dòng)作，從而造成超調(diào)振蕩。雖然超調(diào)振蕩不是致命的，由于足夠的阻尼作用，它總會(huì)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，但超調(diào)造成的輸出電流沖擊卻很容易摧毀脆弱的負(fù)載，因此仍然不能容忍。適可而止，如果1+RF/Rc=2，就給gm的增大提供2倍空間，考慮稍適過補(bǔ)償原

42、則，1+RF/Rc取3是合理的，對(duì)應(yīng)產(chǎn)生3倍gm變化的電流增量至少需要10倍，足矣。即使如此，階躍響應(yīng)仍有一些很小的過沖，將在后面解決。直流性能是不受影響的。實(shí)際RF=1k Ohm，Rc=470 Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。（補(bǔ)充：上一節(jié)中的Rs=3.9k Ohm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于無法編輯，補(bǔ)充于此）第二個(gè)輸入端*電路系統(tǒng)通常都是多輸入系統(tǒng)。將之前的補(bǔ)償元件添加進(jìn)基礎(chǔ)電路，并標(biāo)注完整的電源。(原文件名:C1.JPG) 看似只有一個(gè)輸入端Vin，但有前提條件理想電源。此電路共有5個(gè)輸入端，Vin

43、、Vcc、Vee、Vp和GND。1. Vin為設(shè)定輸入端，自然希望所有系統(tǒng)輸出都只與其相關(guān)。2. Vcc和Vee為運(yùn)放電源。通常運(yùn)放只需要5mA以內(nèi)的偏流，因此只需濾波電容大于100uF既可限制紋波在可容忍的范圍內(nèi)，況且Vcc和Vee一般會(huì)有78xx穩(wěn)壓，78xx的紋波抑制能力不低于100倍即40dB，運(yùn)放本身的電源抑制比至少80dB，因此Vcc和Vee的小幅變化對(duì)系統(tǒng)的影響基本可以忽略，即Vcc和Vee可視為理想電源。3. GND也是輸入端？不錯(cuò)，除非銅的電阻率為0，否則地阻抗會(huì)起作用。如果PCB嚴(yán)格一點(diǎn)接地，由于地阻抗造成的問題基本不用考慮。否則，PCB設(shè)計(jì)不合格。還剩下一個(gè)Vp，雖然Vp

44、也可由78xx得到，穩(wěn)壓前還可用大電容濾波，但MOSFET是沒有電源抑制能力的，因此Vp的波動(dòng)會(huì)通過影響輸出電流（一定頻率下，系統(tǒng)調(diào)整能力是有限的）直接作用在Rsample上，并反應(yīng)在運(yùn)放輸入端Vin-。100mA的電源的紋波問題是容易處理的，如果電流達(dá)到A_級(jí)別以上，很少有便宜的穩(wěn)壓IC可以處理，雖然LT108x能達(dá)到5A，但是在Vdrop不大的情況下，如果Vdrop=3V，一般的小散熱器就會(huì)力不從心，5A只是瞬間電流儲(chǔ)備能力，不推薦連續(xù)使用。因此A_級(jí)別以上的電源大多直接整流濾波得到，紋波不可小視。雖然理論上2000uF/A的濾波電容已足夠抑制紋波，但那是在變壓器內(nèi)阻極低的前提下。更大電流

45、的電源很多由可控硅調(diào)壓得到，那個(gè)紋波就更厲害，即使濾波電容很大，紋波仍可由示波器清晰看到。如果Vp由開關(guān)電源提供，開關(guān)電源工作頻率附近的噪聲將作為輸入信號(hào)進(jìn)入電路。如果紋波頻率很低，例如100Hz，系統(tǒng)在此頻率完全可以應(yīng)對(duì)，但Vp引入的信號(hào)（紋波和噪聲）通常不是正弦波，而是非對(duì)稱三角波，上升沿和下降沿分別為電容充電和放電曲線的一部分，富含諧波，而且諧波頻率很高，但幅度逐次衰減。開關(guān)電源更是如此，由于其工作頻率很高，紋波基波幅度已經(jīng)很大，因此可能造成更顯著的問題。紋波或其某個(gè)諧波通過Vp進(jìn)入電路后，如果系統(tǒng)在此頻率上調(diào)整能力有限，將造成輸出電流波動(dòng)（系統(tǒng)無法以足夠的速率相應(yīng)反向調(diào)整），并反應(yīng)在R

46、sample上，進(jìn)入Vin-。運(yùn)放隨即調(diào)整輸出端，但能力有限，輸出端尚未調(diào)整好，紋波的幅度和相位就可能發(fā)生變化，再次通過Rsample反饋到Vin-就可能出現(xiàn)相位裕量不足的情況，從而誘發(fā)振蕩。由電路理論出發(fā)，如果系統(tǒng)在某個(gè)頻率上控制能力（帶寬）不足，則無法抑制此頻率上的電源波動(dòng)影響。因此要么提高系統(tǒng)帶寬，要么改善電源質(zhì)量。然而，對(duì)于恒流電子負(fù)載而言，原則上要面對(duì)各種電壓源Vp，而且大多數(shù)是作為中間產(chǎn)品的實(shí)驗(yàn)源，性能參差，紋波水平各異。改善電源質(zhì)量基本是句空話。提高系統(tǒng)帶寬對(duì)于穩(wěn)恒用途又實(shí)在意義不大，而且造成成本陡增。還有一種消極但便宜而且適應(yīng)性強(qiáng)的處理辦法，使運(yùn)放無法看到高頻率的紋波，即積分補(bǔ)

47、償。在運(yùn)放Vin-和輸出端之間添加Rm、Cm串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，使Rsample上的電壓進(jìn)入Vin-之前由RF、Rm和Cm進(jìn)行積分濾波，使輸出電流中高次諧波成分無法（或大部分無法）進(jìn)入運(yùn)放。對(duì)于電子負(fù)載，積分補(bǔ)償更為重要。(原文件名:C2.JPG) 由于RF、Rm和Cm構(gòu)成積分器，因而稱為積分補(bǔ)償。積分補(bǔ)償?shù)?dB頻率fi0dB由RF和Cm決定fi0dB=1/2piRFCm。大于0dB頻率的紋波成分受到衰減，直至達(dá)到Rm和Cm確定的回轉(zhuǎn)（零點(diǎn)）頻率fiz=1/2piRmCm?；剞D(zhuǎn)的作用在于不過分降低系統(tǒng)對(duì)高頻的反應(yīng)能力。0dB頻率至少應(yīng)低于誘發(fā)振蕩的紋波頻率10倍，已達(dá)有效衰減。(原文件名:C

48、3.JPG) 很多電路不使用Rm，即沒有回轉(zhuǎn)頻率。那一定有Cm很小（100pF左右）的前提，否則如果Cm很大，積分頻響曲線在高頻段衰減過于嚴(yán)重，將造成系統(tǒng)高頻控制力下降。對(duì)于Vp性能不太好的情況，Cm可能取值很大，因此Rm是必要的。顯然，積分器0dB頻率越低，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但也會(huì)由于Rm、Cm和Rc、Cc構(gòu)成的局部反饋使系統(tǒng)瞬態(tài)性能降低，因此適可而止。積分補(bǔ)償沒有固定的經(jīng)驗(yàn)值，如果Vp質(zhì)量較好，Cm甚至可以降至22pF，反之，如果Vp質(zhì)量很差（例如電子負(fù)載通常見到的情況），Cm可增大至1uF。此外Cm的選擇還與運(yùn)放GBW有關(guān)，GBW越高（當(dāng)然要有頻率足夠高的MOSFET配合），系統(tǒng)對(duì)于

49、高頻的控制能力越強(qiáng)，Cm可越小。Rm決定回轉(zhuǎn)頻率，通常回轉(zhuǎn)頻率高于0dB頻率10倍以上，因此Rm大致為1/10RF=100 Ohm。-【47樓】 yan_jian  我做的電子負(fù)載，電源差點(diǎn)就振蕩只需增大Cm至1uF，Rm=100 Ohm，RF=1k Ohm即可。之前在可控硅調(diào)壓電壓源上試過，可有效抑制振蕩。估計(jì)可控硅調(diào)壓電壓源是紋波性能相當(dāng)差的電源，尤其在低壓大電流時(shí)，紋波能電到人。-一定要明確：雖然積分補(bǔ)償使系統(tǒng)免受Vp紋波的影響，但實(shí)際上只是采取視而不見的做法，流過負(fù)載、MOSFET和Rsample的電流仍然受Vp紋波的影響。-【55樓】 STM32_Study

50、60; 電流源對(duì)于開關(guān)電源紋波是不是有較好的抑制作用？答案是不一定的。如果電流源帶寬高于開關(guān)電源工作頻率5倍以上，可以。否則，不能。用開關(guān)電源做Vpp時(shí)，如果電流源帶寬不足，輸出電流上仍有開關(guān)電源工作頻率附近的紋波波形。-因此，如果可能，一定首先改善Vp質(zhì)量。好在本次只做100mA的電流源，一個(gè)7824或LM317就搞定了。在此情況下Cm=1000pF足矣。fi0dB=160kHz，fiz=1.6MHz，160kHz頻率以上由Vp造成的電流紋波/噪聲可由輸出減振器網(wǎng)絡(luò)消除。本次增加成本：100 Ohm電阻 1只 單價(jià)0.01元，合計(jì)0.01元1000pF/50V電容 1只 單價(jià)0.0

51、3元，合計(jì)0.03元合計(jì)0.04元合計(jì)成本：9.55元題外話：Rm、Cm、Rc和Cc構(gòu)成的局部反饋問題至今懸而未決，用拉普拉斯變換，無論如何計(jì)算，運(yùn)放開環(huán)直流增益都會(huì)下降至(Cs+Cm)/Cm，但實(shí)際上直流時(shí)電容是開路，運(yùn)放開環(huán)直流增益不受影響。(原文件名:C4.JPG) 也許是拉普拉斯變換對(duì)直流力不從心，細(xì)細(xì)想來，倒是一個(gè)簡(jiǎn)單的問題，1/0不是無窮大，而是沒有意義?？紤]以下的電路，Vin為直流電壓，Vout是多少呢？如果用容抗計(jì)算Vout=1/2Vin，但實(shí)際上Vout=任意值。因?yàn)橹绷飨码娙輿]有容抗概念。順便問一下：（1）如果Vin+端電壓很接近0V，運(yùn)放輸入級(jí)晶體管會(huì)工作在不太

52、舒服的狀態(tài)，VCE過小，導(dǎo)致電流增益下降我怎覺得VCE有2V以上就能很好地工作，這樣在-5V供電的情況下對(duì)運(yùn)放的Aopen影響不大吧。運(yùn)放的各項(xiàng)特性指標(biāo)基本是在Vin+=Vin-=1/2(Vcc-Vee)測(cè)試得到，此時(shí)VCE的狀態(tài)會(huì)比較合適（運(yùn)放設(shè)計(jì)者決定）。VCE=2V的確可以工作，但還不能很好的工作，通常VCE>5V，NPN/PNP性能會(huì)更好，尤其對(duì)于輸入級(jí)的超beta管，能得到更大的電流增益。對(duì)Aopen會(huì)有影響，-5V只是舉例，真的工作在-5V其實(shí)影響基本可以忽略。主要是要強(qiáng)調(diào)Vin+/Vin-盡量不要偏離1/2(Vcc-Vee)。實(shí)際上非對(duì)稱雙電源也是常用的。很多時(shí)候5V低壓運(yùn)放要輸出真正的0-3V，會(huì)使Vcc=4V，Vee=-1V。老實(shí)講，這些理論不太深，都是基本電路單元和基本的信號(hào)處理。困難的