畢業(yè)設(shè)計(jì)文獻(xiàn)翻譯天線(南郵)

1、畢業(yè)設(shè)計(jì)論文翻譯論文題目：低的接地板影響的新型平面雙頻 平衡對(duì)跖縫隙-振子組合天線學(xué) 院：通信與信息工程學(xué)院學(xué) 號(hào)：B10010508姓 名：李青林指導(dǎo)老師：呂文俊低的接地板影響的新型平面雙頻平衡對(duì)跖縫隙-振子組合天線 中國(guó)江蘇省南京市南京郵電大學(xué)通信與信息工程學(xué)院無(wú)線通信江蘇省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室摘要： 本文提出和研究了一種新型的具有低接地板影響的雙頻天線，該天線由對(duì)稱振子和平衡對(duì)跖縫隙輻射單元組成。第一先分析了該天線的工作原理和設(shè)計(jì)方程。然后，對(duì)其回波損耗，表面的電流分布，輻射模式進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究并獲得詳細(xì)的數(shù)值模擬。天線的阻抗帶寬是從2.36GHz至2.56GHz和5.13至12 GHz（以回波損耗大

2、于10 dB計(jì)）。該天線在較低頻段具有全向模式，在較高頻段具有準(zhǔn)定向模式，另外對(duì)大的接地板也具有良好的免疫力。該天線用于雙波段通信或識(shí)別系統(tǒng)。關(guān)鍵詞：雙波段天線；縫隙偶極子復(fù)合天線；平衡；對(duì)跖；接地平面的影響介紹 縫隙-振子復(fù)合天線最初是被設(shè)計(jì)用來(lái)實(shí)現(xiàn)具有相同E面和H面方向圖的鉛筆型波束1。文獻(xiàn)2概述了任意縫隙-振子復(fù)合天線的分析模型?；谶@樣一個(gè)分析模型，我們提出并研究了圓極化縫隙偶極子復(fù)合天線3、模式導(dǎo)向十字槽單極復(fù)合天線4、定向?qū)拵螛O槽孔天線5和帶有倒L偶極子的改進(jìn)型縫隙天線6。隨著第三代（3G）和超3G（b-3g）移動(dòng)通信的飛速發(fā)展，對(duì)于高性能基站和緊湊的天線、陣列裝置的應(yīng)用就有了越

3、來(lái)越多的需求。由于槽線-振子組合天線具有良好的極化特性、低剖面和帶寬寬（即，阻抗帶寬超過(guò)40%)等優(yōu)點(diǎn)，單極化的縫隙-振子組合天線7、8和雙極化9、10特性的用于無(wú)線通信系統(tǒng)的天線發(fā)展迅速。通常，大多數(shù)現(xiàn)有的縫隙-振子復(fù)合天線有較復(fù)雜的三維（3D）結(jié)構(gòu)，如有較大的接地平面的不平衡饋電、金屬化過(guò)孔、或極窄槽11等。這些固有的結(jié)構(gòu)增加了天線的復(fù)雜性和制造成本，同時(shí)也使天線的性能依賴于大的接地平面，因此，這些天線通常不能直接與平面微波電路集成。此外，這些天線只有一個(gè)波段操作，不適合用于多頻帶系統(tǒng)?；谶@樣的技術(shù)背景及一個(gè)平衡平面的基本設(shè)計(jì)理念，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單尺寸緊湊的多頻段縫隙-振子復(fù)合天線12可用一些初

4、步的數(shù)值結(jié)果來(lái)描述。而在這篇文章中，對(duì)天線的工作原理、設(shè)計(jì)計(jì)算公式、輸入阻抗特性、表面電流分布、輻射方向圖、增益以及對(duì)接地平面的影響進(jìn)行了廣泛的數(shù)值模擬和實(shí)驗(yàn)。雙頻天線的阻抗帶寬是從2.36-2.56GHz，5.13-12 GHz（回波損耗大于10 dB）。在低波段（即2.362.56 GHz波段），該天線具有約0.7 dBi增益，是全向輻射模式。在較高的頻帶（即，5.1312 GHz），天線的前后比約10 dB，可以獲得5 dBi的平均增益，具有準(zhǔn)定向輻射模式。圖1（a）所提出的天線的幾何尺寸和（B）的照片制作的原型與巴倫。二、天線的介紹天線的幾何形狀、坐標(biāo)、參數(shù)（單位：mm）示于圖1a，制

5、造原型與平衡裝置（即平衡器，俯視圖，和底視圖）示于圖1b。該天線是由一個(gè)對(duì)稱振子和槽線輻射單元組合合成，基于Rogers RT /duroid5880的介質(zhì)基片的相對(duì)介電常數(shù)為2.2，介質(zhì)損耗0.0008，厚度h =1毫米，表面積為27mm×27mm，并通過(guò)使用印刷電路板（PCB）技術(shù)實(shí)現(xiàn)。不像傳統(tǒng)微帶饋電或帶狀線饋電印刷天線1317，這個(gè)天線是平衡的，可直接集成到差分微波器件中。三工作原理與天線設(shè)計(jì)原則天線的表面電場(chǎng)和電流分布的定性分析展示于圖2。在分析時(shí)，+y方向被認(rèn)為是法線向量n，因此，在張開(kāi)的對(duì)跖縫隙處的電場(chǎng)可以用沿-z方向分布的等效磁偶極子M來(lái)代替。眾所周知，磁偶極子M在E

6、面（即，xy平面）具有理想的全向模式，在H面（即，zy平面）具有8字形圖案的輻射模式。而電偶極子（電流元件J）的情況是相反的。由于偶極子的長(zhǎng)度明顯短于張開(kāi)的縫隙的大小，M和J應(yīng)該有不同的諧振頻率，天線應(yīng)該有兩個(gè)不同頻段。當(dāng)天線工作在低頻帶時(shí)，偶極子是非共振的，并且由沿-z方向分布的等效磁偶極子控制它的輻射模式。雖然非共振電偶極子未得到充分激發(fā)，但是其在xy平面和xz平面（ E面）的輻射模式應(yīng)始終在正負(fù)x方向顯示兩個(gè)零點(diǎn)。當(dāng)這種輻射場(chǎng)與磁流元的相結(jié)合時(shí)，在x方向上的部分輻射場(chǎng)將被取消，正如圖2所描述的那樣，我們同時(shí)可以獲得一個(gè)在+x方向和-x方向上有兩個(gè)淺零點(diǎn)的環(huán)形輻射模式。當(dāng)所述工作頻率增加時(shí)

7、，偶極子開(kāi)始諧振，輻射模式應(yīng)由電偶極J和等效的磁偶極M同時(shí)控制。在這種情況下，當(dāng)深入研究文獻(xiàn)18時(shí)，會(huì)發(fā)現(xiàn)天線應(yīng)該有一個(gè)心形的輻射模式。因?yàn)榇蠖鄶?shù)平面天線的表面電流集中在其邊緣16，偶極子和槽的長(zhǎng)度是非常重要的參數(shù)，并表示為，和。在ZelandsIE3D模擬的幫助下，天線最初的設(shè)計(jì)參數(shù)如圖1，且，8.5毫米，9.5毫米， 和21.4毫米。 基于的工作原理及數(shù)值分析仿真，發(fā)現(xiàn)較低和較高的頻帶的最低諧振頻率可以近似利用方程（1）（3）來(lái)估計(jì)，是該電介質(zhì)基板的相對(duì)介電常數(shù)和c是在自由空間里的光速。這些方程可以作為設(shè)計(jì)該天線和用于確定初始參數(shù)的關(guān)鍵公式，如天線的，和.（1） （2）（3）在式（3），常

8、數(shù)可根據(jù)基板的相對(duì)介電常數(shù)進(jìn)行調(diào)整，在相對(duì)較高的介電常數(shù)的情況下，較大。在式（1）中，考慮到在槽底的不連續(xù)性，諧振槽長(zhǎng)度的一半應(yīng)小于和的總和，根據(jù)圖3a的表面電流分布，這個(gè)差別約有5毫米左右。在式（2），考慮到饋電點(diǎn)附近的不連續(xù)性和差距，諧振偶極子的一半長(zhǎng)度應(yīng)大于，約有2毫米的差別。為了驗(yàn)證方程的正確性和有效性，要把運(yùn)用這些方程計(jì)算的在兩個(gè)頻段之間天線的最低諧振頻率與用IE3D模擬的結(jié)果相比較。這里的計(jì)算，該常數(shù)等于1。如表I和II所示，可以看出，使用公式（1）和（2）和運(yùn)用IE3D模擬出得結(jié)果相吻合，誤差不超過(guò)7%。因此，公式（1）和（2）應(yīng)該是可以足夠精確的確定該天線最初關(guān)鍵設(shè)計(jì)參數(shù)。圖2

9、表面電流和電場(chǎng)分布示意圖和預(yù)測(cè)的輻射模式。通過(guò)IE3D仿真軟件，在2.45 ， 5.25 ， 8 ，和12 GHz的電流分布圖示于圖3a-3d 。根據(jù)圖3a中，電流集中在槽的邊緣Lt和L1且在天線的口徑的上部分有兩個(gè)零點(diǎn)，這表明在該處電場(chǎng)達(dá)到最大，因此該頻點(diǎn)的方向圖主要由槽線輻射單元部分而非對(duì)稱振子部分決定。諧振槽的總長(zhǎng)度， 2 ×（ L1Lt） ，接近在2.45 GHz的半波長(zhǎng)。因此，在2.45GHz天線應(yīng)該有一個(gè)全向的方向圖。因?yàn)榭傉褡拥拈L(zhǎng)度為 2 × Ld，大約是20毫米，接近5.25 GHz的半波長(zhǎng)，振子的電流分布與傳統(tǒng)半波偶極子一致，如圖3b所示。因此，在5.25

10、GHz輻射方向圖應(yīng)該由偶極子占主導(dǎo)地位，有一個(gè)定向波束。在8和12 GHz的情況下，偶極子和槽都共振，輻射方向圖應(yīng)由振子和槽共同決定。圖3模擬的表面電流分布在四個(gè)不同的頻率：（a）2.45 GHz，（b） 5.25 GHz，（C）8 GHz，(d)12 GHz四、數(shù)值模擬和實(shí)驗(yàn)研究A 阻抗特性接下來(lái)對(duì)天線進(jìn)行了詳細(xì)地?cái)?shù)值模擬和實(shí)驗(yàn)研究。一個(gè)天線的輸入阻抗先使用IE3D模擬，如圖4a和4B所示，輸入阻抗很大程度上取決于參數(shù)。當(dāng)太?。ㄈ?，60°）或過(guò)大（如85°），在整個(gè)頻段電阻和電抗都顯示巨大的變化。因此，應(yīng)該是一個(gè)對(duì)輸入阻抗的控制很敏感的參數(shù)。在仿真中發(fā)現(xiàn)，當(dāng)是在70

11、76;和80°之間時(shí)，該天線在整個(gè)頻率范圍內(nèi)具有平坦的輸入電阻和相對(duì)小的電抗。當(dāng)為80°時(shí)平均阻抗大約是50歐姆，在整個(gè)頻帶上阻抗在很小的范圍內(nèi)變化，從20至20歐姆。因此，天線的輸入阻抗可以通過(guò)改變靈活控制。在這項(xiàng)研究中，由于天線應(yīng)匹配特性阻抗為50 歐姆的儀器，所以，在下面仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果，設(shè)置為80°。圖4 模擬天線的輸入阻抗：（a）輸入電阻，（b）輸入阻抗由于天線是平衡的，當(dāng)它連接一種不平衡、同軸電纜饋電儀器時(shí)（即，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀 VNA ），應(yīng)該需要一個(gè)巴倫。一個(gè)簡(jiǎn)單的、精心設(shè)計(jì)的微帶寬邊耦合帶狀線巴倫，是用來(lái)匹配天線的。巴倫的制作是基于Rogers RT

12、/duroid 5880的基板完成的，基板的相對(duì)介電常數(shù)為2.2，損耗tan為0.0008，厚度h=1毫米。巴倫的圓錐曲線是由兩個(gè)部分的線性漸變線組成的，如圖5所示。一對(duì)在212 GHz的巴倫，用Agilent公司的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀8720et測(cè)試出的性能如圖5b所示。可以看出，最大的插入損耗約為1.9 dB，這意味著單個(gè)巴倫的插入損耗低于-1分貝，在整個(gè)頻率范圍內(nèi)的最小回波損耗大于14.5分貝，只有在高頻段（即，在12 GHz）剛剛達(dá)到12.5分貝。因此，這個(gè)精心設(shè)計(jì)的巴倫適用于匹配天線。該天線的回波損耗的測(cè)量和仿真結(jié)果在圖5中顯示。該天線具有兩個(gè)工作頻帶，分別是2.36-2.56和5.13-

13、12 GHz,以回波損耗低于-10dB計(jì)算。這兩個(gè)頻段的相對(duì)阻抗帶寬分別是8%和80%。不管平衡器是否考慮在內(nèi)，在模擬時(shí)阻抗帶寬是幾乎相同。把天線和平衡器相連后，可以看到多個(gè)共振?？梢钥闯鲇?jì)算值和模擬結(jié)果符合度很高。圖5天線和巴倫的性能：（a）巴倫的圖，（b）一對(duì)巴倫S參數(shù)測(cè)量，（c），模擬和測(cè)量的天線的回波損耗B 輻射方向圖歸一化輻射方向圖的測(cè)量和模擬如圖5所示。從圖6觀察到，模擬與實(shí)測(cè)結(jié)果吻合很好。在2.45 GHz，天線在H面具有全向輻射方向圖，在E平面的兩個(gè)零點(diǎn)“深度”都小于-8分貝。在高頻波段，可以得到前后比大約在8-12dB的準(zhǔn)定向方向圖。然而，對(duì)所有的頻率和兩個(gè)主平面，在主瓣的交

14、叉極化水平大于10分貝，這表明極化純度很高。圖6模擬和測(cè)量的歸一化輻射模式：（a）H平面，2.45 GHz，（b）E平面，2.45 GHz，（c）H平面8GHz（D）E平面，8 GHz，（E）H平面，12 GHz，（F）E平面12 GHzC 增益在圖7沿著y軸正方向的增益被模擬、測(cè)量和繪制?？雌饋?lái)兩個(gè)結(jié)果相互吻合，測(cè)得的天線增益在低頻波段是0.7dBi（2.45GHz），并且在12 GHz時(shí)它增加至6.9dBi。在整個(gè)頻率范圍之內(nèi)，y軸正方向的平均增益大約是5dBi。圖7在y方向的模擬和測(cè)量的增益D當(dāng)安裝接近大的地面時(shí)的性能研究 在大多數(shù)應(yīng)用中，天線的安裝位置應(yīng)靠近一個(gè)相對(duì)較大的系統(tǒng)接地平面。

15、眾所周知，大多數(shù)緊湊的寬帶天線對(duì)一個(gè)靠的很近的、笨重的接地平面的免疫力變?nèi)?，這是因?yàn)樵诮拥匕迳嫌胁黄胶獾摹㈦s散電流。這種天線的性能受接地平面的形狀和大小影響顯著，這就是所謂的地面效應(yīng)和地面依賴 17，18 。因此，當(dāng)天線安裝在一個(gè)比較大的、相鄰的導(dǎo)體平面時(shí)，有必要研究天線的依賴性。圖8安裝金屬接地板的天線如圖8所示，天線安裝在厚度為0.5毫米、長(zhǎng)度為L(zhǎng)和寬度為W的金屬板上，用來(lái)模擬手機(jī)系統(tǒng)的接地平面。天線和金屬板之間的距離為H，天線不與導(dǎo)體平面重合，就像那些在文獻(xiàn)9中所描述一樣。另外該天線通過(guò)一個(gè)巴倫連接到儀器。圖9在返回地面的影響：（a）距離H，（b）寬度W，（c）的長(zhǎng)度L接地平面的大小和距

16、離對(duì)回波損耗的影響是首先被模擬的，如圖9所示。在數(shù)值模擬中，每一次只有一個(gè)參數(shù)被改變，其他參數(shù)保持常數(shù)。可以觀察到，接地平面的長(zhǎng)度和寬度對(duì)回波損耗不敏感。距離H和L、W相比，明顯影響回波損耗，然而，距離H對(duì)天線的回波損耗的的影響仍然是不重要的。根據(jù)圖8所示，將制造和測(cè)量一個(gè)具有接地平面大小是L*W=87mm*35mm.距離H是10毫米的原型來(lái)驗(yàn)證模擬結(jié)果。天線與巴倫是用上述低相對(duì)介電常數(shù)為1.1的塑料泡沫地平面所支撐的。具有接地板的該天線的回波損耗，如圖10所示，可以看出兩個(gè)結(jié)果相互吻合。測(cè)量的低頻段比模擬的頻帶略低，是從2.41到2.61 GHz。圖10 模擬和測(cè)量一個(gè)大的接地平面的天線的回

17、波損耗。圖11模擬和測(cè)量的歸一化輻射模式：（a）H平面，2.45 GHz，（b）E平面，2.45 GHz，（c）H平面8 GHz（D）E平面，8 GHz，（E）H平面，12 GHz，（F）E平面12 GHz 接地平面的天線的歸一化輻射反向圖也在暗室測(cè)量，并與模擬的結(jié)果進(jìn)行比較，得出模擬結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果吻合很好，如圖11所示。在低頻帶,鄰近的地平面稍微影響天線的輻射方向圖。峰值增益發(fā)生在-y方向,而在H面方向圖的非圓性小于3dB,這暗示天線仍具有良好的全向輻射模式。在高頻波段的輻射方向圖 與單個(gè)天線的方向圖非常相似,如圖11所示。這里看到,天線的輻射模式并不對(duì)相對(duì)較大的相鄰導(dǎo)體平面敏感。

18、圖12模擬和測(cè)量在+Y方向上的接地平面的天線增益。 最后,模擬、測(cè)量、繪制了正y方向上的接地平面的天線增益，如圖12所示，兩個(gè)結(jié)果也吻合較好。測(cè)量的正y方向上在低頻帶的增益為1.8 dBi(即2.45 GHz,峰值增益在-y方向約1.1 dBi),它在12 GHz時(shí)增益增加到7 dBi。其與單個(gè)天線的增益相比,增益幾乎是相同的。從模擬和測(cè)量的天線的回波損耗,輻射方向圖和增益,以及它的平衡、對(duì)跖結(jié)構(gòu)，可以確定天線對(duì)一個(gè)相鄰的大的金屬接地板具有良好的免疫性能。五、結(jié)論研究了一種新型的帶有雙頻帶特性和較低接地影響的平面、縫隙-振子復(fù)合天線。因?yàn)樵谧畹凸ぷ黝l率（2.36GHz）處，其波長(zhǎng)是127.1毫米，而最大的天線的尺寸是27毫米，因此其電長(zhǎng)度是0.21。然而，大多數(shù)縫隙-振子復(fù)合天線最大尺寸不小于0.40，所以在這篇文章中提出的天線更緊湊。由于天線降低了地平面的效果，它可以安裝靠近大型系