基于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)算法的研究

1、第一章 緒論1.1 研究背景和意義現(xiàn)代社會(huì)已經(jīng)進(jìn)入了信息時(shí)代，在各種信息技術(shù)中，信息的傳輸即通信起著支撐作用。由于人類社會(huì)生活對(duì)通信的需求越來越高，世界各國(guó)都在致力于現(xiàn)代通信技術(shù)的研究與開發(fā)以及現(xiàn)代通信網(wǎng)的建設(shè)現(xiàn)代移動(dòng)通信技二十世紀(jì)二十年代，但是一直到 20 世紀(jì) 70 年代中期才迎來了移動(dòng)通信的蓬勃發(fā)展時(shí)期。美國(guó)貝爾實(shí)驗(yàn)室研制成功先進(jìn)移動(dòng)電話系統(tǒng)，建成了蜂窩狀模擬移動(dòng)通信網(wǎng)，大大提高了系統(tǒng)容量。從八十年代開始，數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)進(jìn)入了發(fā)展和成熟時(shí)期，歐洲首先推出了全球移動(dòng)通信系統(tǒng)（GSM），隨后美國(guó)和日本也相繼制定了各自的數(shù)字移動(dòng)通信體制。90年代初，美國(guó)Qualcomm公司推出了窄帶碼分多址

2、（CDMA）蜂窩通信系統(tǒng)，這是移動(dòng)通信系統(tǒng)發(fā)展中的里程碑。從此碼分多址這種新的無線接入技術(shù)在移動(dòng)通信領(lǐng)域占據(jù)了越來越重要的地位。這些目前正在廣泛使用的數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)是第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)。第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)主要是為支持語音和低速率的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)而設(shè)計(jì)的，但是隨著人們對(duì)通信業(yè)務(wù)范圍和業(yè)務(wù)速率要求的不斷提高，已有的第二代移動(dòng)通信網(wǎng)將很難滿足新的業(yè)務(wù)需求。為了適應(yīng)新的市場(chǎng)需求，人們正在研究和設(shè)計(jì)第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)。盡管目前關(guān)于第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)的研究和標(biāo)準(zhǔn)化工作十分引人注目，但是目前第三代移動(dòng)通信的方案實(shí)際只能是第二代移動(dòng)通信方案的改進(jìn)，算不上真正意義上的寬帶接入網(wǎng)絡(luò)。而且3G的核心網(wǎng)還沒有完全脫離第二

3、代移動(dòng)通信系統(tǒng)的核心網(wǎng)的結(jié)構(gòu)。目前，人們把越來越多的眼光投向三代以后的（beyond 3G/4G）移動(dòng)通信系統(tǒng)中新一代移動(dòng)通信（beyond 3G/4G）將可以提供的數(shù)據(jù)傳輸速率高達(dá)100Mbit/s，甚至更高，支持的業(yè)務(wù)從語音到多媒體業(yè)務(wù)，包括實(shí)時(shí)的流媒體業(yè)務(wù)，數(shù)據(jù)傳輸速率可以根據(jù)這些業(yè)務(wù)所需的速率不同進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)整。新一代移動(dòng)通信的另一個(gè)特點(diǎn)是低成本。因此在有限的頻譜資源上實(shí)現(xiàn)更高速率和更大容量，需要頻譜效率更高的通信技術(shù)。MIMO技術(shù)充分開發(fā)空間資源，利用多個(gè)天線實(shí)現(xiàn)多發(fā)多收，在不需要增加頻譜資源和天線發(fā)送功率的情況下，可以成倍地提高信道容量。OFDM技術(shù)是多載波傳輸?shù)囊环N，其多載波之間相

4、互正交，可以高效的利用頻譜資源。另外，OFDM將總帶寬分割為若干個(gè)窄帶子載波可以有效的抵抗頻率選擇性衰落。因此充分研究開發(fā)這兩種技術(shù)的潛力，將兩者結(jié)合起來成為新一代移動(dòng)通信核心技術(shù)的解決方案。信道估計(jì)是無線通信中的關(guān)鍵技術(shù)之一，對(duì)MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)算法進(jìn)行研究和改進(jìn)，對(duì)MIMO-OFDM系統(tǒng)技術(shù)的發(fā)展有著非同尋常的意義。1.2 MIMO-OFDM 系統(tǒng)信道估計(jì)的研究現(xiàn)狀 隨著對(duì)無線通信業(yè)務(wù)需求的不斷提升，人們?cè)絹碓疥P(guān)注對(duì)后3G(B3G)移動(dòng)通信系統(tǒng)的研究。MIMO和OFDM技術(shù)的結(jié)合能夠有效地減輕無線通信系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)擴(kuò)展的影響，顯著增加系統(tǒng)容量，獲得更穩(wěn)定的性能，被公認(rèn)為事后3G系統(tǒng)

5、的主流技術(shù)。由于在接收端，每個(gè)子載波的信號(hào)都是來自不同發(fā)射天線的多個(gè)獨(dú)立衰落信號(hào)的疊加，因此信道估計(jì)變得困難。本論文提出新的一種使用頻分復(fù)用導(dǎo)頻的序列時(shí)域關(guān)聯(lián)估計(jì)的信道沖擊響應(yīng)信道估計(jì)算法。在頻率中，使用導(dǎo)頻的訓(xùn)練序列估計(jì)信道沖擊與訓(xùn)練序列和接收信號(hào)進(jìn)行的相關(guān)計(jì)算所獲得信道沖擊響應(yīng)有相同的作用。對(duì)它進(jìn)行DFT變換就可以獲得信道的頻域響應(yīng)結(jié)果。在時(shí)域，應(yīng)用MMSE準(zhǔn)則就可以得到臨近兩個(gè)的導(dǎo)頻符號(hào)間符號(hào)數(shù)據(jù)衰落數(shù)值的最好估計(jì)。MIMO-OFDM系統(tǒng)與傳統(tǒng)SISO-OFDM統(tǒng)相比一個(gè)重要的不同在于滿足一定的信道環(huán)境條件下，MIMO系統(tǒng)的各發(fā)送接收支路之間都擁有相互獨(dú)立的空間傳輸信道，即OFDM系統(tǒng)在

6、時(shí)域上的信道估計(jì)各徑延遲與復(fù)增益或在頻域上的信道估計(jì)（估計(jì)各個(gè)子載波的復(fù)增益）都將因?yàn)榭臻g參數(shù)的引入而更為復(fù)雜。而在空間復(fù)用MIMO-OFDM 系統(tǒng)中，MIMO信道估計(jì)的作用則更為重要，因?yàn)閺母鳁lOFDM“基帶處理單元”中產(chǎn)生出的數(shù)據(jù)符號(hào)在沒有經(jīng)過空時(shí)處理的情況下直接被發(fā)送，這些相互獨(dú)立的數(shù)據(jù)符號(hào)將在空間傳輸中發(fā)生混疊，而各接收支路上收到的也是這些被信道噪聲所干擾的混疊數(shù)據(jù)符號(hào)。接收機(jī)要完成MIMO解碼任務(wù)，即從這些被干擾的混疊數(shù)據(jù)符號(hào)中恢復(fù)出從各條發(fā)送支路所送出的原始數(shù)據(jù)，其實(shí)現(xiàn)的一個(gè)必要前提條件是需要對(duì)各組發(fā)送接收對(duì)之間的空間信道響應(yīng)有準(zhǔn)確的估計(jì)。從單載波系統(tǒng)的角度分析，這些不同發(fā)送接收對(duì)

7、之間的空間信道就是在某個(gè)指定載波上的空間信道矩陣，而從OFDM的角度來看這就轉(zhuǎn)化為在所有子載波上的空間信道矩陣。 目前MIMO-OFDM 信道估計(jì)的方法通?？梢苑譃槿悾?第一類是基于導(dǎo)頻或訓(xùn)練序列的方法。這類方法通常是在發(fā)送端發(fā)送訓(xùn)練序列來識(shí)別出各發(fā)送接收之路之間的空間信道并獲得這些信道的初始估計(jì)，然后再利用嵌入在每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)中的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)不斷跟蹤信道的變化。具體的方法有LS算法，在掌握信道二階統(tǒng)計(jì)特性的情況下還可以采用更為準(zhǔn)確的算法等。具體的參考文獻(xiàn)有由ik Schober等人提出的采用二維Winner濾波器自適應(yīng)跟蹤時(shí)變信道的算法、eder snazi等人提出的自適應(yīng)信道估計(jì)算法、線性高斯

8、內(nèi)插估計(jì)方法、最大似然估計(jì)算法、最優(yōu)線性MMSE算法，由于LS算法估計(jì)效果不夠理想，MMSE算法又過于復(fù)雜，XiaoYang等人還提出了將MMSE和RLS算法相結(jié)合的算法。還有一種就是通過設(shè)計(jì)導(dǎo)頻和訓(xùn)練序列來降低算法的復(fù)雜度，提高估計(jì)性能，例如Han Zhan等人提出的導(dǎo)頻符號(hào)分析補(bǔ)償算法，有的在訓(xùn)練序列中進(jìn)行功率補(bǔ)償。基于導(dǎo)頻訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法性能好，簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)，應(yīng)用廣泛，幾乎可以用于所有的無線通信系統(tǒng)。這類方法的缺點(diǎn)就是訓(xùn)練序列占用了信息比特，降低了信道傳輸?shù)挠行?，浪費(fèi)了帶寬。另外在接收端，要將整幀的信號(hào)接收后才能提取出訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，不可避免的帶來了時(shí)延。第二類是基于被傳

9、輸信息符號(hào)的有限字符和其統(tǒng)計(jì)特性的盲信道估計(jì)方法。由于盲信道估計(jì)算法僅僅利用接收端數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì)特性以及一些信道特征和發(fā)送序列的統(tǒng)計(jì)特性來進(jìn)行信道估計(jì)的，無需使用訓(xùn)練序列，因此大大提高了頻譜利用率，引起了越來越多人的關(guān)注。盲信道估計(jì)算法根據(jù)統(tǒng)計(jì)特性的不同主要分為：基于高階統(tǒng)計(jì)特性的盲信道辨識(shí)（HOS），例如由Shengli Zhou提出的基于輸入信號(hào)的高階統(tǒng)計(jì)量的盲信道估計(jì)算法；基于二階統(tǒng)計(jì)特性的盲信道辨識(shí)方法，其中一些算法是基于自相關(guān)矩陣子矩陣的盲估計(jì)算法，另一些是基于子空間分解的盲信道估計(jì)算法；第三種就是基于一階統(tǒng)計(jì)特性的辨識(shí)方法。基于高階統(tǒng)計(jì)量的盲辨識(shí)方法計(jì)算量大，收斂慢，且需要大量的數(shù)據(jù)，

10、因此對(duì)于快速時(shí)變的通信信道它并不合適?；诙A統(tǒng)計(jì)特性的盲方法由于僅僅需要計(jì)算自相關(guān)和互相關(guān)函數(shù)，因此計(jì)算量較小。但基于二階統(tǒng)計(jì)的盲方法存在一些缺陷，比如存在信道的不確定量?；谝浑A統(tǒng)計(jì)特性的辨識(shí)方法（隱含導(dǎo)頻）通過在發(fā)送信號(hào)上疊加周期訓(xùn)練序列，同樣節(jié)約了頻帶資源并且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但是由于這種處理會(huì)增加發(fā)送功率，從而使MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道容量降低。 第三類是同時(shí)利用盲道估計(jì)算法所用的信息和已知符號(hào)的信息來完成信道估計(jì)的半盲信道估計(jì)算法?？梢愿鶕?jù)對(duì)未知輸入符號(hào)的先驗(yàn)知識(shí)的利用程度對(duì)半盲道估計(jì)算法如下分類。第一種是確定性算法，如SF算法、SRM算法、確定性ML算法、最小二乘平滑方法及雙邊線性預(yù)

11、測(cè)方法。第二種是利用統(tǒng)計(jì)量信息的高斯算法，（盲）預(yù)測(cè)算法或者（盲）協(xié)方差匹配算法。將未知輸入符號(hào)作為高斯隨機(jī)變量來處理的半盲高斯最大似然（aussian Maximum Likelihood）也屬此類。在文獻(xiàn)中還給出了一種半盲GML算法，它采用了已知輸入符號(hào)的不精確模型。第三種是利用數(shù)據(jù)的二階或者高階統(tǒng)計(jì)量的半盲道估計(jì)算法。第四種是利用輸入符號(hào)的有限字符特性的算法，這類算法中有盲ML算法及其半盲推廣形式。還有半盲統(tǒng)計(jì)ML(SML)算法也屬此種算法。在MIMO-OFDM系統(tǒng)中，也有很多人致力于半盲道估計(jì)算法研究。半盲道估計(jì)算法算法與基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法相比計(jì)算復(fù)雜度要高，但是它提高了系統(tǒng)的頻譜

12、利用率。與盲道估計(jì)算法相比，又降低了計(jì)算復(fù)雜度，所以它是介于導(dǎo)頻信道估計(jì)和盲信道估計(jì)之間的一種算法。 1.3 本文主要的研究?jī)?nèi)容及章節(jié)安排 本文研究了基于MIMO-OFDM 系統(tǒng)中自適應(yīng)信道估計(jì)算法。根據(jù) MIMO-OFDM 系統(tǒng)中現(xiàn)有的信道估計(jì)算法，結(jié)合實(shí)際提出了若干改進(jìn)，并且對(duì)此進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真分析和實(shí)驗(yàn)，得到的試驗(yàn)數(shù)據(jù)和結(jié)果證明了算法的可行性和很好的收斂效果。本文可分為以下幾個(gè)部分： 第一章主要介紹了知識(shí)和研究的意義，以及信道估計(jì)算法的研究現(xiàn)狀。第二章主要闡述了 MIMO-OFDM 系統(tǒng)，分別概述了 MIMO 系統(tǒng)、OFDM 系統(tǒng)的基本原理、MIMO 和 OFDM 技術(shù)的結(jié)合以及本論文相

13、關(guān)的MIMO-OFDM 關(guān)鍵技術(shù)，并討論了無線信道的基本特征，重點(diǎn)介紹了大尺度衰落，陰影衰落和小尺度衰落，以及與多徑衰落相關(guān)的時(shí)延擴(kuò)展和多普勒頻移等重要的概念。本章還介紹了瑞利衰落信道的特征，Jakes 模型和加性高斯白噪聲等重要概念。第三章重點(diǎn)介紹了現(xiàn)有的基于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)算法包括 LS 算法和線性最優(yōu)線性 MMSE 算法；以及盲信道估計(jì)算法和半盲信道估計(jì)算法。第四章主要研究了基于 MIMO-OFDM 系統(tǒng)的信道估計(jì)算法。首先介紹了 MIMO-OFDM 系統(tǒng)模型和導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)，然后介紹將LS 和MMSE算法引入到 MIMO-OFDM 系統(tǒng)中，最后給出了計(jì)算機(jī)仿真和結(jié)論。第五章是全文的總結(jié)和

14、展望。第二章 MIMO-OFDM系統(tǒng)眾所周知，在未來的寬帶無線通信中，存在兩個(gè)最嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)：多徑信道衰落和帶寬效率。OFDM 通過將頻率選擇性多徑衰落信道在頻域內(nèi)轉(zhuǎn)變?yōu)槠教剐诺?，從而減少了多徑信道的影響，而 MIMO 技術(shù)能夠在空間中產(chǎn)生獨(dú)立的并行信道同時(shí)傳輸多路數(shù)據(jù)流，有效的增加了系統(tǒng)的傳輸速率，即由 MIMO提供的空間復(fù)用技術(shù)能夠在不增加系統(tǒng)帶寬的情況下增加頻譜效率，所以如果將這兩種技術(shù)相結(jié)合能使系統(tǒng)具有很高的傳輸效率和很強(qiáng)的可靠性。本章將分別介紹 MIMO 技術(shù)，OFDM 技術(shù)，以及研究 MIMO 和 OFDM 兩種技術(shù)相結(jié)合產(chǎn)生一些新技術(shù)。 2.1 MIMO 系統(tǒng)MIMO系統(tǒng)即多入多出

15、系統(tǒng)，MIMO技術(shù)最早是由Marconi于 1908 年提出的，它利用多天線來抑制信道衰落。根據(jù)收發(fā)兩端天線數(shù)量，相對(duì)于普通的單輸入單輸出SISO（Single-Input Single-Output）系統(tǒng)，MIMO系統(tǒng)還可以包括單輸入多輸出SIMO（Single-Input Multiple-Output）系統(tǒng)和多輸入單輸出MISO（Multiple-Input Single-Output）系統(tǒng)。可以看出，此時(shí)信道容量隨天線數(shù)量的增大而線性增大。也就是說可以利用MIMO信道成倍地提高無線信道容量，在不增加帶寬和天線發(fā)送功率的情況下，頻譜利用率可以成倍地提高利用MIMO技術(shù)可以提高信道的容量，

16、同時(shí)也可以提高信道的可靠性，降低誤碼率。前者是利用MIMO信道提供的空間復(fù)用增益，后者是利用MIMO信道提供的空間分集增益。實(shí)現(xiàn)空間復(fù)用增益的算法主要有貝爾實(shí)驗(yàn)室的BLAST算法、ZF算法、MMSE算法、ML算法。ML算法具有很好的譯碼性能，但是復(fù)雜度比較大，對(duì)于實(shí)時(shí)性要求較高的無線通信不能滿足要求。ZF算法簡(jiǎn)單容易實(shí)現(xiàn)，但是對(duì)信道的信噪比要求較高。目前性能和復(fù)雜度最優(yōu)的就是BLAST算法。該算法實(shí)際上是使用ZF算法加上干擾消除技術(shù)得到的。目前MIMO技術(shù)領(lǐng)域另一個(gè)研究熱點(diǎn)就是空時(shí)編碼。常見的空時(shí)碼有空時(shí)塊碼、空時(shí)格碼?？諘r(shí)碼的主要思想是利用空間和時(shí)間上的編碼實(shí)現(xiàn)一定的空間分集和時(shí)間分集，從而

17、降低信道誤碼率。2.2 OFDM 技術(shù) OFDM（正交頻分復(fù)用）技術(shù)實(shí)際上是MCM（Multi-Carrier Modulation，多載波調(diào)制）的一種。其主要思想是將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號(hào)轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個(gè)子信道上進(jìn)行傳輸。正交信號(hào)可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾（ICI）。每個(gè)子信道上的信號(hào)帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個(gè)子信道上可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號(hào)間干擾。而且由于每個(gè)子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對(duì)容易2.2.1 OFDM 的優(yōu)點(diǎn)OFDM 技術(shù)之所以越來越受關(guān)注，是因?yàn)?OFD

18、M 有很多獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)： 頻譜利用率很高。頻譜效率比串行系統(tǒng)高近一倍，這一點(diǎn)在頻譜資源有限的無線環(huán)境中很重要。OFDM 信號(hào)的相鄰子載波相互重疊，從理論上講其頻譜利用率可以接近 Nyquist 極限。 抗多徑干擾與頻率選擇性衰落能力強(qiáng)。由于 OFDM 系統(tǒng)把數(shù)據(jù)分散到許多個(gè)子載波上，大大降低了各子載波的符號(hào)速率，從而減弱多徑傳播的影響，若通過采用加循環(huán)前綴作為保護(hù)間隔的方法，甚至可以完全消除符號(hào)間干擾。 采用動(dòng)態(tài)子載波分配技術(shù)能使系統(tǒng)達(dá)到最大比特率。通過選取各子信道，每個(gè)符號(hào)的比特?cái)?shù)以及分配給各子信道的功率使總比特率最大。即要求各子信道信息分配應(yīng)遵循信息論中的“注水定理”，亦即優(yōu)質(zhì)信道多傳送，較

19、差信道少傳送，劣質(zhì)信道不傳送的原則。 通過各子載波的聯(lián)合編碼，可具有很強(qiáng)的抗衰落能力。OFDM 技術(shù)本身已經(jīng)利用了信道的頻率分集，如果衰落不是特別嚴(yán)重，就沒有必要再加時(shí)域均衡器。但通過將各個(gè)信道聯(lián)合編碼，可以使系統(tǒng)性能得到提高。 基于離散傅立葉變換（DFT）的 OFDM 有快速算法，OFDM 采用 IFFT和 FFT 來實(shí)現(xiàn)調(diào)制和解調(diào)，易用 DSP 實(shí)現(xiàn)。 2.2.2 OFDM 的基本原理一個(gè) OFDM 符號(hào)由一組承載了某種 PSK 或者某種 QAM 調(diào)制信號(hào)的子載波疊加構(gòu)成。設(shè) N 表示子載波個(gè)數(shù)，T 表示 OFDM 符號(hào)的寬度， 是分配給每個(gè)子信道的數(shù)據(jù)符號(hào)，是第 0 個(gè)子載波的載波頻率，

20、則從t = ts開始的 OFDM 符號(hào)可以表示為 (2-1)在多數(shù)文獻(xiàn)中，通常用富等消極帶信號(hào)來描述OFDM的輸出信號(hào) (2-2)其中， 的實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng)于 OFDM 符號(hào)的同相和正交分量，在實(shí)際中可以分別與相應(yīng)子載波的正弦分量和余弦分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號(hào)和合成的 OFDM 符號(hào)。 圖 2.1 中給出了 OFDM 系統(tǒng)的基本模型框圖，其中在接在接收端，將接收到的同相和正交矢量映射回?cái)?shù)據(jù)信息，完成子載波解調(diào)。 如圖 2.2 表示在一個(gè) OFDM 符號(hào)內(nèi)包含四個(gè)子載波的實(shí)例。其中，所有的子載波都具有相同的幅值和相位，但實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)數(shù)據(jù)符號(hào)的調(diào)制方式，每個(gè)子載波都有相同的幅值和相位是

21、不可能的。從圖 2.2 可以看出，每個(gè)子載波在一個(gè) OFDM 符號(hào)周期內(nèi)都包含整數(shù)倍個(gè)周期，而且各個(gè)相鄰的子載波之間相差一個(gè)周期。這一特性可以用來解釋子載波之間的正交性，即 +信道積分積分積分圖2.1OFDM基本原理框圖 (2-3)如果對(duì)(2-2)式中的第 k 個(gè)子載波進(jìn)行解調(diào)，然后在時(shí)間長(zhǎng)度T 內(nèi)進(jìn)行積分，可以得到 （2-4）圖2.2MIMO-OFDM符號(hào)內(nèi)包括三個(gè)子載波的情況從上式可以看出，對(duì)第k個(gè)子載波進(jìn)行解調(diào)可以恢復(fù)出期望符號(hào)。而對(duì)其它載波來說，由于在積分間隔內(nèi)，頻率差別(i k)/T可以產(chǎn)生整數(shù)倍個(gè)周期，所以積分結(jié)果為零。OFDM 載波之間的正交性還可以從頻域的角度來解釋。根據(jù)(2.

22、1)式，每個(gè) OFDM 符號(hào)在其周期T 內(nèi)包括多個(gè)非零的子載波。因此，它的頻譜可以看作是周期為T 的矩形脈沖的頻譜與一組位于各個(gè)子載波頻率上的 函數(shù)的卷積。矩形脈沖的頻譜幅值為函數(shù)，這種函數(shù)的零點(diǎn)出現(xiàn)在頻率為整數(shù)倍1/T的位置上。如圖 2.3 所示，圖中給出了相互覆蓋的各個(gè)子信道內(nèi)經(jīng)過矩形波形成型得到符號(hào)的 函數(shù)頻譜。在每一個(gè)載波頻率的最大值處，所有其它子信道的頻譜值恰好為零。由于在對(duì) OFDM 符號(hào)進(jìn)行解調(diào)的過程中，需要計(jì)算這些點(diǎn)上所對(duì)應(yīng)的每一子載波頻率的最大值，因此可以從多個(gè)相互重疊的子信道符號(hào)頻譜中提取出每個(gè)子信道符號(hào)，而不會(huì)受到其它子信道的干擾。圖2.3 OFDM子載波頻譜圖從圖 2.

23、3 可看出，OFDM系統(tǒng)滿足奈奎斯特?zé)o碼間干擾準(zhǔn)則，即多個(gè)子信道頻譜之間不存在相互干擾，但此時(shí)的符號(hào)成形不像通常的系統(tǒng)，不是在時(shí)域進(jìn)行脈沖成形，而是在頻域?qū)崿F(xiàn)的。因此，根據(jù)時(shí)頻對(duì)偶關(guān)系，通常系統(tǒng)中的碼間干擾（ISI）變成了OFDM系統(tǒng)中的子載波間干擾（ICI）。為了消除ICI，要求一個(gè)子信道頻譜的最大值對(duì)應(yīng)于其它子信道頻譜的零點(diǎn)2.2.3 OFDM 導(dǎo)頻符號(hào)的選擇和插值技術(shù) 信道傳輸函數(shù)的自相關(guān)函數(shù)具有時(shí)域和頻域可分的性質(zhì)。因此，OFDM可以在時(shí)域和頻域內(nèi)分別插入導(dǎo)頻符號(hào)，導(dǎo)頻符號(hào)的分布如圖 2.4 所示。其中，表示導(dǎo)頻符號(hào)在頻率方向的間距，表示導(dǎo)頻符號(hào)在時(shí)間方向的間距。根據(jù)二維抽樣定理，能夠

24、無失真恢復(fù)信道沖激響應(yīng)的抽樣率必須不小于信號(hào)帶寬的兩倍。因此，導(dǎo)頻符號(hào)在頻率方向的間隔和時(shí)間方向的間隔分別為 （2-5）其中， 為最大多普勒頻移， 為 OFDM 符號(hào)周期，f 為子載波的帶寬（子載波間隔），max 為系統(tǒng)最大延遲時(shí)間。實(shí)際傳輸中，為了使信道估計(jì)具有更加精確并有更強(qiáng)的跟蹤能力，要考慮多普勒頻移和信道最大時(shí)延處于最壞的情況，插入足夠的導(dǎo)頻，以便能跟上信道時(shí)頻的變化。因此，導(dǎo)頻的間隔由整個(gè)系統(tǒng)的多普勒頻移和功率延遲譜決定。另外，還要考慮硬件性能的變化，如收發(fā)信機(jī)的振蕩頻率漂移和相位噪聲等。 圖2.4 OFDM導(dǎo)頻符號(hào)結(jié)構(gòu)通過估計(jì)出導(dǎo)頻子載波位置處的子信道傳輸函數(shù)后，就可以通過簡(jiǎn)單的插

25、值方法來估算其它子載波上的子信道傳輸函數(shù)（頻域響應(yīng)）。典型的插值方法有線性插值、分段線性插值、Cubic插值和Winner插值等。線性插值方法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但在時(shí)間和頻率方向同時(shí)使用時(shí)估計(jì)精度較低，很難實(shí)用。分段線性插值和Cubic插值的性能要好于線性插值的方法。與前三種插值方法相比，Winner濾波插值方法是采用最小均方誤差準(zhǔn)則的二維插值方法，因此可以較好地抑制信道噪聲并獲得信道的最優(yōu)估計(jì)，但是它的計(jì)算復(fù)雜度很高，從而使接收機(jī)變得復(fù)雜。因此，在實(shí)際應(yīng)用中為了在性能和復(fù)雜度之間取得折衷，通常在時(shí)間方向上采用線性插值，而在頻率方向上用分段線性插值和Cubic插值并經(jīng)過低通濾波處理，可以得到較好的效果

26、。 2.3 MIMO-OFDM 系統(tǒng) 對(duì)于高速無線通信，單純的 OFDM 系統(tǒng)對(duì)抗無線環(huán)境中的多徑衰落是不夠的，必須和 MIMO 技術(shù)結(jié)合起來，才能更好地發(fā)揮其功效。無線信號(hào)在復(fù)雜的無線信道中傳播產(chǎn)生瑞利衰落，在不同空間位置上其衰落特性不同。如果兩個(gè)位置間距大于天線之間的相關(guān)距離（通常相隔十個(gè)信號(hào)波長(zhǎng)以上），就認(rèn)為兩處的信號(hào)完全不相關(guān)，這樣就可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)空間分集接收。MIMO 技術(shù)通過空間分集消除無線傳輸中的信道衰落。MIMO-OFDM 技術(shù)的關(guān)鍵是能夠通過空間分集將傳統(tǒng)通信系統(tǒng)中存在的多徑影響因素變成對(duì)用戶通信性能有利的增強(qiáng)因素。同時(shí)，在 MIMO-OFDM 系統(tǒng)中加入合適的數(shù)字信號(hào)處理的算

27、法能更好地增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 目前，各國(guó)數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信已有很大發(fā)展，但仍滿足不了需求。解決移動(dòng)通信的容量問題成為當(dāng)務(wù)之急。采用 MIMO-OFDM 技術(shù)是一種有效的手段。 MIMO 技術(shù)與 OFDM 技術(shù)相結(jié)合是無線通信領(lǐng)域智能天線技術(shù)的重大突破。MIMO 技術(shù)能在不增加帶寬的情況成倍地增加通信系統(tǒng)的容量和頻譜利用率，OFDM 技術(shù)被普遍認(rèn)為是新一代無線通信系統(tǒng)必須采用的關(guān)鍵技術(shù)。 MIMO-OFDM 技術(shù)可以為系統(tǒng)提供空間復(fù)用增益，從而大大增加信道容量。MIMO 技術(shù)的空間復(fù)用就是在接收端和發(fā)射端使用多個(gè)天線，充分利用空間傳播中的多徑分量，在同一頻帶上使用多個(gè)數(shù)據(jù)通道（MIMO 子信道）發(fā)

28、射信號(hào)，從而使得容量隨著天線數(shù)量的增加而線性增加。這種信道容量的增加不占用額外的帶寬，也不消耗額外的發(fā)射功率，因此是增加信道和系統(tǒng)容量的一種非常有效的手段。 MIMO 技術(shù)在一定程度上可以利用傳播中的多徑分量，也就是說 MIMO可以抗多徑衰落，但是對(duì)于頻率選擇性深衰落，MIMO 技術(shù)依然是無能為力的。目前解決 MIMO 技術(shù)中的頻率選擇性衰落的方案可以結(jié)合 OFDM 技術(shù)，將頻率選擇性衰落轉(zhuǎn)換為子載波上的平坦衰落。另外，OFDM 技術(shù)是 4G 的核心技術(shù)，而 OFDM 提高頻譜利用率的作用有限，在 OFDM 的基礎(chǔ)上合理開發(fā)空間資源，也就是 MIMO-OFDM，就可以提供可靠的高數(shù)據(jù)傳輸速率。

29、 2.3.1 MIMO-OFDM 系統(tǒng)模型圖 2.5 給出了 MIMO-OFDM 系統(tǒng)發(fā)送端框圖。源比特流采用前向編碼，通過數(shù)字調(diào)制映射到星座圖上，再經(jīng)過 MIMO 編碼。每個(gè)天線并行符號(hào)流的輸出都經(jīng)過相同的傳輸處理。首先，插入導(dǎo)頻符號(hào)，符號(hào)序列經(jīng)過 IFFT 調(diào)制轉(zhuǎn)化為 OFDM 符號(hào)序列，在 OFDM 符號(hào)中加入循環(huán)前綴消除信道時(shí)延擴(kuò)展的影響。源數(shù)據(jù)信道編碼數(shù)字調(diào)制MIMO編碼OFDM調(diào)制0FDM調(diào)制OFDM調(diào)制圖2.5MIMO-OFDM系統(tǒng)發(fā)送端數(shù)據(jù)接受同步同步OFDM解調(diào)OFDM解調(diào)同步OFDM解調(diào)ofdm解碼數(shù)字解調(diào)信道估計(jì)圖2.6 MIMO-OFDM系統(tǒng)接收端圖2.6給出了MIMO

30、-OFDM系統(tǒng)接收端框圖。接收的符號(hào)流先經(jīng)過同步（包括粗頻率同步和定時(shí)偏差調(diào)整）處理，然后將導(dǎo)頻和循環(huán)前綴從接收符號(hào)流中去掉，剩下的 OFDM 符號(hào)通過 FFT 調(diào)制，頻率導(dǎo)頻在 OFDM 符號(hào)解調(diào)時(shí)移去，然后經(jīng)過精頻率同步和時(shí)間同步將導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)符號(hào)分離出來。接收天線中的精頻率導(dǎo)頻用做信道估計(jì)。估計(jì)信道矩陣使 MIMO 解碼器精確的解調(diào)出OFDM 符號(hào)。 可靠的信道估計(jì)要利用信道訓(xùn)練符號(hào)或者導(dǎo)頻符號(hào)。這些導(dǎo)頻符號(hào)是分布在各個(gè)子信道中已知的發(fā)送數(shù)據(jù)，通常導(dǎo)頻越多信道估計(jì)結(jié)果就越準(zhǔn)確但導(dǎo)頻會(huì)占用系統(tǒng)帶寬，所以要衡量好信道估計(jì)的精確度和系統(tǒng)頻譜的有效性。 2.3.2 MIMO-OFDM 系統(tǒng)的主要技

31、術(shù) 多天線技術(shù)可以有效地改善容量及其性能，而且還可以顯著地提高網(wǎng)絡(luò)的覆蓋范圍和可靠性，使網(wǎng)絡(luò)適合互聯(lián)網(wǎng)和多媒體業(yè)務(wù)的發(fā)展。目前，在美國(guó)California已經(jīng)建立了多輸入多輸出OFDM系統(tǒng)。MIMO-OFDM系統(tǒng)使用兩種關(guān)鍵技術(shù)：多輸入多輸出（MIMO）天線和正交頻分復(fù)用（OFDM）調(diào)制。衰落環(huán)境中，在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)配有多天線可以獲得分集的好處。采用多個(gè)天線，就會(huì)相應(yīng)生成多個(gè)空間信道，而且若干個(gè)空間信道不太可能同時(shí)處于深衰落中。如果基站處采用 2 副發(fā)送天線和 3 副接收天線，而在移動(dòng)臺(tái)一側(cè)采用1副發(fā)送天線和3副接收天線，則與單一輸入單一輸出系統(tǒng)相比，這種系統(tǒng)通過降低衰落容限，使得鏈路預(yù)算可以

32、獲得1020dB 地改善。此外，2副發(fā)送天線可以用于提高數(shù)據(jù)傳輸速率，即在特定信道條件下，通過2副天線向用戶發(fā)送獨(dú)立地?cái)?shù)據(jù)流，這種技術(shù)也被稱作空間復(fù)用。在接收機(jī)一側(cè)，采用多天線分離空間復(fù)用地?cái)?shù)據(jù)流，并且還可以抑制干擾。 發(fā)送分集 目前已經(jīng)提出了多種發(fā)送分集方案，它們都需要在實(shí)施復(fù)雜度與性能之間進(jìn)行折中。在有些MIMO-OFDM系統(tǒng)中，下行鏈路選擇時(shí)延分集，這種方案的好處在于實(shí)施簡(jiǎn)單而且性能又好，并且不需要信息的反饋。在這種方案中，第二副天線是第一副天線的時(shí)延復(fù)本。通過適當(dāng)?shù)木幋a和交織，發(fā)射機(jī)可以在不了解任意信道狀態(tài)的前提下，獲得空間頻率分集的好處。下一代的無線系統(tǒng)還可以集成改進(jìn)的發(fā)送分集方案，

33、其中最引人注目的就是：不需要反饋的空時(shí)編碼，基于信道統(tǒng)計(jì)特性并且要求最小信息反饋的線性預(yù)編碼在空時(shí)卷積編碼中，相同信號(hào)經(jīng)過不同的編碼，形成不同的數(shù)據(jù)流，然后經(jīng)過多副天線發(fā)送出去。而另一種空時(shí)分組編碼憑借其簡(jiǎn)單的線性譯碼，也得到廣泛的關(guān)注。在線性預(yù)編碼中，根據(jù)慢變信道統(tǒng)計(jì)特性，把發(fā)送信號(hào)映射到多幅發(fā)送天線。線性預(yù)編碼還可以與空時(shí)編碼共同使用。初步測(cè)試表明：與時(shí)延分集或單一空時(shí)分組編碼相比，該組合方案分別可以獲得 23dB 的增益。 空間復(fù)用 為提高數(shù)據(jù)傳輸速率，可以采用空間復(fù)用方法，即通過兩個(gè)基站的發(fā)送天線，發(fā)送兩組不同的編碼數(shù)據(jù)流。這樣，可以把高速編碼數(shù)據(jù)流分割為一組相對(duì)速率較低的數(shù)據(jù)流，分別

34、在不同的天線，對(duì)不同的數(shù)據(jù)流獨(dú)立編碼、調(diào)制和發(fā)送，但是使用相同的頻率和時(shí)隙。每副天線都可以接收經(jīng)過不同信道濾波的兩個(gè)獨(dú)立發(fā)送的消息。接收機(jī)利用空間均衡器分離 2 個(gè)信號(hào)，并且解調(diào)，譯碼解復(fù)用和恢復(fù)處原始信號(hào)。只要每個(gè)發(fā)送天線數(shù)據(jù)流內(nèi)包括不同的空間簽名序列（即信道矩陣滿秩），就可以對(duì)組合的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行分離。由于多數(shù)空間均衡器都使用信道矩陣求逆，因此只有在接收天線的個(gè)數(shù)大于等于獨(dú)立發(fā)送信號(hào)的數(shù)量時(shí)才是可行的。鏈路適配層可以在每個(gè)用戶的基礎(chǔ)上，檢測(cè)信道狀況，并且確定時(shí)采用空間復(fù)用方案還是空間分集方案。 接收分集和干擾消除 由于基站和移動(dòng)臺(tái)一側(cè)采用多副天線，因此在兩端都可以獲得分集好處。在接收端可以采

35、用最大比合并（MRC）把多個(gè)接收機(jī)內(nèi)得到的信號(hào)進(jìn)行相干疊加，使得信噪比能夠最大化。由于 MRC 與期望信號(hào)的空間簽名序列相匹配，而不是與干擾信號(hào)的空間簽名序列匹配，因此 MRC 具有潛在的抑制干擾的作用。但是 MRC 不能抑制強(qiáng)干擾，例如由于空間復(fù)用使得兩個(gè)數(shù)據(jù)相互干擾，或者由于頻率重用，其它小區(qū)內(nèi)的共道用戶而造成的強(qiáng)干擾。在這種情況下，更希望采用最下均方算法（MMSE），以降低期望信號(hào)與器估計(jì)值之間的均方誤差。從而使得信號(hào)干擾噪聲比（SINR）。MMSE 算法要求能夠得知噪聲和干擾的統(tǒng)計(jì)特性，因此確定周圍環(huán)境時(shí)噪聲受限還是干擾受限，在適當(dāng)時(shí)間和頻段內(nèi)進(jìn)行平均得到精確的統(tǒng)計(jì)值是非常重要的。如果

36、干擾源為空間復(fù)用的用戶，則可以在 MMSE 算法中利用干擾源的空間簽名序列；而當(dāng)干擾來自鄰近小區(qū)的用戶時(shí)。則利用二階統(tǒng)計(jì)特性（協(xié)方差矩陣）得到干擾的空間結(jié)構(gòu)。 軟譯碼：MRC 與 MMSE 算法都能生成軟判決信號(hào)，供軟譯碼器使用。在每個(gè)子載波的基礎(chǔ)上有估計(jì)到的 SINR 對(duì)軟判決進(jìn)行加權(quán)，即為狀態(tài)好的子信道分配較大的權(quán)值，為較差的子信道分配較小的權(quán)值。軟判決譯碼與 SINR 加權(quán)組合使用，可以在頻率選擇性信道中獲得 34dB 的性能增益。2.4 無線信道的衰落 衰落是無線信道中的重要概念。無線信道強(qiáng)度隨著時(shí)間和頻率的變化可以分為兩種：大尺度衰落（large-scale fading），陰影衰落

37、和小尺度衰落（small-scale fading）。大尺度衰落是指電波在自由空間內(nèi)的傳播損耗。由于傳播環(huán)境的地形起伏，建筑物和其它障礙物對(duì)電波的阻塞或者遮蔽而引發(fā)的衰落叫做中等尺度衰落，又叫陰影衰落。多徑衰落表示無線電波在空間傳播會(huì)存在反射，繞射和衍射等，因此造成信號(hào)可以經(jīng)過多條路徑到達(dá)接收端，而每個(gè)信號(hào)分量的時(shí)延，衰落和相位都不相同，因此在接收端對(duì)多個(gè)信號(hào)分量疊加時(shí)，會(huì)造成同相增加，異相減小的現(xiàn)象，這也叫做小尺度衰落。 2.4.1大尺度衰落的主要表現(xiàn) 無線電波在自由空間內(nèi)傳播，其信號(hào)功率會(huì)隨著傳播距離的增加而減少，這會(huì)對(duì)數(shù)據(jù)速率以及系統(tǒng)的性能帶來不利影響。最簡(jiǎn)單的大尺度路徑損耗的模型可以表

38、示為 （2-6）其中， pt表示本地發(fā)射信號(hào)功率，pr 表示接收功率， 是發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的距離。對(duì)于典型環(huán)境來說，路徑損耗指數(shù)d，r一般在 2 到 4 中選擇。由此可以得到平均的信號(hào)噪聲比（ SNR）為 （2-7）其中， No是單邊噪聲功率譜密度，b是信號(hào)帶寬， K是獨(dú)立于距離,功率和帶寬的常數(shù)。如果為保證可靠接收，要求 ，其中 表示信噪比門限，則路徑損耗會(huì)為比特速率帶來限制 （2-8）可見，如果不采用其它特殊的技術(shù)，那么數(shù)據(jù)的符號(hào)速率以及電波的傳播范圍都會(huì)受到很大的限制。但是在一般的蜂窩系統(tǒng)中由于小區(qū)的規(guī)模相對(duì)較小，所以這種大尺度衰落對(duì)移動(dòng)通信系統(tǒng)的影響并不需要單獨(dú)加以考慮。 2.1.2

39、陰影衰落當(dāng)電磁波在空間傳播受到地形起伏，高大建筑物的阻擋，在這些障礙物后面會(huì)產(chǎn)生電磁場(chǎng)的陰影，造成場(chǎng)強(qiáng)中值的變化，從而引起衰落，被稱作陰影衰落。與多徑衰落相比，陰影衰落是一種宏觀衰落，是以較大的空間尺度來衡量的，其衰落特性符合對(duì)數(shù)正態(tài)分布，其中接收信號(hào)的局部場(chǎng)強(qiáng)中值變化的幅度取決于信號(hào)的頻率和障礙物狀況。頻率較高的信號(hào)比低頻信號(hào)更加容易穿透障礙物，而低頻信號(hào)比較高頻率的信號(hào)具備更高的繞射能力。 2.1.3小尺度衰落無線信道的主要特征就是多徑傳播，即接收機(jī)所接收到的信號(hào)通過不同的直射、反射、折射等路徑到達(dá)接收機(jī)。多徑傳播模型如圖 2.1 所示，由于電波通過各個(gè)路徑的距離不同，因而各條路徑中發(fā)射波

40、的到達(dá)時(shí)間和相位都不相同。不同相位的多個(gè)信號(hào)在接收端疊加，如果同相疊加則會(huì)使信號(hào)幅度增強(qiáng)，而反相疊加則會(huì)削弱信號(hào)幅度。這樣，接收信號(hào)的幅度就會(huì)發(fā)生急劇變化，就會(huì)產(chǎn)生衰落。 圖2.7多徑傳播模型小尺度衰落的主要表現(xiàn)為：發(fā)射信號(hào)在短距離或短時(shí)間傳播后得到的接收信號(hào)強(qiáng)度急劇地變化；在不同多徑信號(hào)上，存在著時(shí)變的多普勒頻移（Doppler Shifts）引起的隨機(jī)頻率調(diào)制；多徑傳播引起的時(shí)延擴(kuò)展。影響小尺度衰落的主要原因有多徑傳播，移動(dòng)臺(tái)的運(yùn)動(dòng)速度和傳播環(huán)境物體的運(yùn)動(dòng)。 2.2 多徑信道的時(shí)延擴(kuò)展和多普勒頻移 時(shí)延擴(kuò)展和多普勒頻移是多徑信道中兩個(gè)非常重要的概念。時(shí)延擴(kuò)展由發(fā)射信號(hào)到達(dá)接收端的時(shí)間和路徑

41、不同引起的。多普勒頻移則由于移動(dòng)臺(tái)的運(yùn)動(dòng)導(dǎo)致接收信道的頻率發(fā)生變化 2.2.1時(shí)延擴(kuò)展 發(fā)射端發(fā)送一個(gè)窄脈沖信號(hào)，則在接收端可以收到多個(gè)窄脈沖，每一個(gè)窄脈沖的衰落和時(shí)延以及窄脈沖的個(gè)數(shù)是不同的。這樣就造成了信道的時(shí)間彌散性，設(shè)max 被定義為最大時(shí)延擴(kuò)展。在傳輸過程中，由于時(shí)延擴(kuò)展，接收信號(hào)中的一個(gè)符號(hào)的波形會(huì)擴(kuò)展到其它符號(hào)當(dāng)中，造成符號(hào)間干擾（ISI）。為了避免產(chǎn)生 ISI，應(yīng)該令符號(hào)寬度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于無線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，或者符號(hào)速率要小于最大時(shí)延擴(kuò)展的倒數(shù)。由于移動(dòng)環(huán)境十分復(fù)雜，不同地理位置，不同時(shí)間所測(cè)量到的時(shí)延擴(kuò)展都可能是不同的，因此需要采用大量測(cè)量數(shù)據(jù)的物理平均。 在頻域內(nèi)，與時(shí)延擴(kuò)

42、展相關(guān)的另一個(gè)重要參數(shù)就是相關(guān)帶寬，實(shí)際應(yīng)用中通常用最大時(shí)延擴(kuò)展的倒數(shù)來表示相關(guān)帶寬，即 (2-10) 從頻域角度觀察，多徑信號(hào)的時(shí)延擴(kuò)展可導(dǎo)致頻率選擇性衰落，即針對(duì)信號(hào)中不同頻率成分，無線傳輸信道會(huì)呈現(xiàn)不同的隨機(jī)響應(yīng)，由于信號(hào)中不同頻率分量的衰落是不一致的，所以經(jīng)過衰落之后，信號(hào)波形就會(huì)發(fā)生畸變。當(dāng)信號(hào)的頻率較高，信號(hào)帶寬超過無線信道的相干帶寬時(shí)，信號(hào)通過無線信道后各頻率分量的變化是不一樣的，引起信號(hào)波形的失真，造成符號(hào)間干擾，此時(shí)認(rèn)為發(fā)生了頻率選擇性衰落。反之，當(dāng)信號(hào)傳輸效率較低，信道帶寬小于相干帶寬時(shí)，信號(hào)通過無線信號(hào)后各頻率分量都受到相同的衰落，因而衰落波形不會(huì)失真，沒有符號(hào)間干擾，則

43、認(rèn)為信號(hào)只是經(jīng)歷了平衰落，即非頻率選擇性衰落2.2.2多普勒頻移 移動(dòng)臺(tái)在運(yùn)動(dòng)中進(jìn)行通信時(shí)，接收信號(hào)的頻率會(huì)發(fā)生變化，這就是多普勒頻移，這是任何波動(dòng)過程都具有的特性。 信道的時(shí)變性是指信道傳遞函數(shù)是隨時(shí)間而變化的，即在不同時(shí)刻發(fā)送相同的信號(hào)，在接收端收到的信號(hào)是不相同的。時(shí)變性在移動(dòng)通信系統(tǒng)中的具體體現(xiàn)之一就是多普勒頻移，即單一頻率信號(hào)經(jīng)過時(shí)變衰落信道之后呈現(xiàn)為具有一定帶寬和頻率包絡(luò)的信號(hào)，這又可以稱為信道的頻率彌散性。多普勒效應(yīng)所引起的附加頻率偏移可以稱為多普勒頻移（Doppler Shift），可以用下式表示 (2-11)其中，fc 表示載波頻率，c表示光速， fm表示最大多普勒頻移，v表

44、示移動(dòng)臺(tái)的速度。可以看到，多普勒頻移與載波臺(tái)運(yùn)動(dòng)速度成正比。當(dāng)移動(dòng)臺(tái)正向入射波方向移動(dòng)時(shí)，多普勒頻移為正，即移動(dòng)臺(tái)接收到的信號(hào)頻率會(huì)增加；如果背向入射波方向運(yùn)動(dòng)，則多普勒頻移為負(fù)，即移動(dòng)臺(tái)接收到的信號(hào)頻率會(huì)減少。由于存在多普勒頻移，所以當(dāng)單一頻率信號(hào)(fo)到達(dá)接收端的時(shí)候，其頻率不再是位于頻率軸± fo處的單純 函數(shù)，而是分布在 ( fo-fm,fo+fm), 內(nèi)的，存在一定寬度的頻譜。 從時(shí)域來看，與多普勒頻移相關(guān)的另一個(gè)概念就是相干時(shí)間，即 (2-12) 相干時(shí)間是信道沖激響應(yīng)維持不變的時(shí)間間隔的統(tǒng)計(jì)平均值。換言之，相干時(shí)間就是指一段時(shí)間間隔，在此間隔內(nèi)，兩個(gè)到達(dá)信號(hào)有很強(qiáng)的幅

45、度相關(guān)性。如果基帶信號(hào)帶寬的倒數(shù)，一般指符號(hào)寬度大于無線信道的相干時(shí)間，那么信號(hào)的波形就可能會(huì)發(fā)生變化，造成信號(hào)的畸變，產(chǎn)生時(shí)間選擇性衰落；反之，如果符號(hào)的寬度小于相干時(shí)間，則認(rèn)為是非時(shí)間性選擇性衰落，即慢衰落。2.4 加性高斯白噪聲 高斯白噪聲是所有信道的干擾源，它來源于信道媒質(zhì)微粒的熱運(yùn)動(dòng)，它實(shí)際上是一種不確定的因素，它的存在使得信號(hào)經(jīng)過信道都會(huì)或多或少受到影響，之所以稱噪聲為白的，是因?yàn)檫@種噪聲的功率譜分布均勻，并且包含整個(gè)頻域，這與白光是各種色光的疊加相似。當(dāng)信噪比較低的時(shí)候，白噪聲對(duì)信道干擾的影響也就越凸現(xiàn)出來，由于高斯分布是不均勻的，誤碼是難以避免的。當(dāng)信噪比高，不出現(xiàn)特殊情況的時(shí)

46、候，這種噪聲的影響逐漸削弱，所以一般系統(tǒng)在越過信噪比門限的時(shí)候，誤碼率就會(huì)以較快的速度趨向零，再增大信噪比已經(jīng)不是很有意義對(duì)于高斯信道，噪聲的仿真可以通過信號(hào)的能量、信噪比得到，具體的做法是通過對(duì)基帶信號(hào)模擬頻帶傳輸?shù)姆抡?，可以通過 （2-13） 算得噪聲的方差，這就可以產(chǎn)生一個(gè)零均值的，方差確定的高斯平穩(wěn)序列。這個(gè)序列疊加在信號(hào)抽樣的序列上就得到了信號(hào)在信道中傳輸?shù)募有阅Ｐ汀５谌?MIMO-OFDM 信道估計(jì)技術(shù)信道估計(jì)是OFDM的重要技術(shù)組成部分，無線通信系統(tǒng)的性能主要受到無線信道的制約。發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的傳播路徑非常復(fù)雜，從簡(jiǎn)單的視距傳播到遭受各種復(fù)雜的地貌影響的多徑傳播。此外，無線

47、信道不像有限信道那樣固定并可預(yù)見，而是具有很大的隨機(jī)性，導(dǎo)致接受信號(hào)的幅度、相位和頻率失真，很難進(jìn)行分析。所有這些問題對(duì)接收機(jī)的設(shè)計(jì)提出很大的挑戰(zhàn)，而在接收機(jī)中，信道估計(jì)器是一個(gè)很重要的組成部分。在OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個(gè)問題：一是導(dǎo)頻的選擇。由于無線信道的時(shí)變特性，需要接收機(jī)不斷對(duì)信道進(jìn)行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地發(fā)送。二是既有較低的復(fù)雜度又有良好的導(dǎo)頻跟蹤能力的信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)。在確定導(dǎo)頻發(fā)送方式和信道估計(jì)準(zhǔn)則的條件下，尋找最佳的信道估計(jì)器結(jié)構(gòu)。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計(jì)其的設(shè)計(jì)通常優(yōu)勢(shì)相互關(guān)聯(lián)的，因?yàn)楣烙?jì)器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式偶關(guān)。OFDM系統(tǒng)接收

48、端需要知道信道狀態(tài)信息（CSI）來恢復(fù)數(shù)據(jù)，沒有信道狀態(tài)信息，所發(fā)送的數(shù)據(jù)將不能被恢復(fù)。信道的盲估計(jì)在頻帶的利用率上要遠(yuǎn)高于半盲道估計(jì)和給予導(dǎo)頻的估計(jì)算法，而且能大大提高系統(tǒng)效率，但是在運(yùn)算的復(fù)雜程度上卻大大超過后者?，F(xiàn)金主要的信道估計(jì)算法有LS信道估計(jì)、LMMSE信道估計(jì)、SVD信道估計(jì)等。無線通信系統(tǒng)的性能很大程度上受到無線信道的影響，如陰影衰落和頻率選擇性衰落等等，使得發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的傳播路徑非常復(fù)雜。無線信道并不像有線信道固定并可預(yù)見，而是具有很大的隨機(jī)性，這就對(duì)接收機(jī)的設(shè)計(jì)提出了很大的挑戰(zhàn)。在OFDM系統(tǒng)的相干檢測(cè)中需要對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)，信道估計(jì)的精度將直接影響整個(gè)系統(tǒng)的性能。為了

49、能在接收端準(zhǔn)確的恢復(fù)發(fā)射端的發(fā)送信號(hào)人們采用各種措施來抵抗多徑效應(yīng)對(duì)傳輸信號(hào)的影響，信道估計(jì)技術(shù)的實(shí)現(xiàn)需要知道無線信道的信息，如信道的階數(shù)、多普勒頻移和多徑時(shí)延或者信道的沖激響應(yīng)等參數(shù)。因此，信道參數(shù)估計(jì)是實(shí)現(xiàn)無線通信系統(tǒng)的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。能否獲得詳細(xì)的信道信息，從而在接收端正確地解調(diào)出發(fā)射信號(hào)，是衡量一個(gè)無線通信系統(tǒng)性能的重要指標(biāo)。因此，對(duì)于信道參數(shù)估計(jì)算法的研究是一項(xiàng)有重要意義的工作。信道估計(jì)的目的在于識(shí)別每組發(fā)送天線與接收天線之間的信道沖激響應(yīng)。從每副天線發(fā)出的訓(xùn)練子載波都是相互正交的，從而能夠唯一的識(shí)別每副發(fā)送天線到接收天線的信道。訓(xùn)練子載波在頻率的間隔要小于相干子帶寬，因此可以利用內(nèi)插

50、訓(xùn)練子載波之間的信道估計(jì)值。根據(jù)信道的時(shí)延擴(kuò)展，能夠?qū)崿F(xiàn)信道內(nèi)插的最優(yōu)化。在下行鏈路中，在逐幀基礎(chǔ)上向所有用戶和廣播發(fā)送專用信道標(biāo)識(shí)時(shí)隙。上行鏈路中，由于移動(dòng)臺(tái)發(fā)出的業(yè)務(wù)可以構(gòu)成時(shí)隙，而且信道在時(shí)隙與時(shí)隙之間會(huì)發(fā)生變化，因此需要在每個(gè)時(shí)隙內(nèi)包括訓(xùn)練和數(shù)據(jù)子載波。 同步：在上行和下行鏈路傳輸之前，都存在同步時(shí)隙，用于實(shí)施相位，頻率對(duì)齊，并且實(shí)施頻率偏差估計(jì)。時(shí)隙可以按照如下方式構(gòu)成：在偶數(shù)序號(hào)子載波上發(fā)送數(shù)據(jù)與訓(xùn)練符號(hào)，而在奇數(shù)序號(hào)子載波設(shè)置為零。這樣經(jīng)過 IFFT 變換之后，得到的時(shí)域信號(hào)就會(huì)被重復(fù)，更加有利于信號(hào)的檢測(cè)。 3.1 基于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì) 具體的方法有LS算法，在掌握信道二階統(tǒng)

51、計(jì)特性的情況下還可以采用更為準(zhǔn)確的算法等。具體的參考文獻(xiàn)有由ik Schober等人提出的采用二維Winner濾波器自適應(yīng)跟蹤時(shí)變信道的算法、eder snazi等人提出的自適應(yīng)信道估計(jì)算法、線性高斯內(nèi)插估計(jì)方法、最大似然估計(jì)算法、最優(yōu)線性MMSE算法，由于LS算法估計(jì)效果不夠理想，MMSE算法又過于復(fù)雜，XiaoYang等人還提出了將MMSE和RLS算法相結(jié)合的算法。還有一種就是通過設(shè)計(jì)導(dǎo)頻和訓(xùn)練序列來降低算法的復(fù)雜度，提高估計(jì)性能，例如Han Zhan等人提出的導(dǎo)頻符號(hào)分析補(bǔ)償算法，有的在訓(xùn)練序列中進(jìn)行功率補(bǔ)償?；趯?dǎo)頻訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法性能好，簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)，應(yīng)用廣泛，幾乎可以用于所

52、有的無線通信系統(tǒng)。這類方法的缺點(diǎn)就是訓(xùn)練序列占用了信息比特，降低了信道傳輸?shù)挠行?，浪費(fèi)了帶寬。另外在接收端，要將整幀的信號(hào)接收后才能提取出訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，不可避免的帶來了時(shí)延；下面介紹兩種基本的基于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)算法。3.1.1 LS 算法 LS估計(jì)算法結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單、計(jì)算量也較小，但是對(duì)AWGN和ICI都較為敏感。在AWGN和ICI較大時(shí)，估計(jì)的性能下降較大。由于數(shù)據(jù)子載波上的信道響應(yīng)是通過對(duì)導(dǎo)頻子載波上的頻率響應(yīng)內(nèi)插得到的，導(dǎo)頻子載波處頻率響應(yīng)的估計(jì)的準(zhǔn)確程度將直接影響到整個(gè)估計(jì)的性能假定第 k 個(gè)符號(hào)周期，發(fā)射天線i和接收天線j 之間的載波信道響應(yīng)可以表示為 (3-1)定義基于

53、 LS 準(zhǔn)則的代價(jià)函數(shù)為 (3-2) 將其求導(dǎo)，并令為零 (3-3) 經(jīng)整理可得 (3-4)定義， (3-5)代入式(3.3)可得 (3-6)寫成矩陣矢量的形式為 (3-7) 其中，和表示矩陣向量。 3.1.2 最優(yōu)線性 MMSE 算法 最優(yōu)線性 MMSE 算法是信道估計(jì)中的經(jīng)典算法，雖然它的估計(jì)結(jié)果是最優(yōu)的，但是由于該算法的復(fù)雜度較高從而限制了它在實(shí)際中的應(yīng)用。如果要求在時(shí)域?yàn)V波，可以通過使用 個(gè)過去沖激響應(yīng)測(cè)量值，當(dāng)前的信道沖激響應(yīng)測(cè)量值和 個(gè)將來信道沖激響應(yīng)測(cè)量值來構(gòu)建濾波器的信道沖激響應(yīng)。濾波后的信道沖激響應(yīng)可以通過每一個(gè)獨(dú)立的沖激響應(yīng)通過最優(yōu)線性 MMSE 濾波器得到 (3-8)其中

54、，表示Kronecker乘積，I 表示單位矩陣，是任意沖激響應(yīng)的維納濾波器權(quán)值。假設(shè)信道沖激響應(yīng)都是滿足獨(dú)立特征分布的，基于維納濾波器信道估計(jì)算法是線性MMSE估計(jì)算法中最優(yōu)的頻域信道估計(jì)表達(dá)式為 (3-9) 其中， Vn是最優(yōu)維納估計(jì)濾波器，H(n,k)是子信道在頻率n ，k 時(shí)刻的估計(jì)，時(shí)間內(nèi)接收端接收到的導(dǎo)頻序列信號(hào)。 維納濾波器可以表示為在時(shí)刻k ，所有接收頻域符號(hào)和發(fā)送符號(hào) Z(n,k)以及信道沖激響應(yīng)h(k)之間的關(guān)系式可以表示為 (3-10)其中 表示加性高斯白噪聲，假設(shè)每一個(gè)信道沖激響應(yīng)元素都是獨(dú)立特征分布的，那么瑞利衰落信道的時(shí)間相關(guān)函數(shù)可以定義為 (3-11)其中， m=m1+m2+1是信道估計(jì)使用的時(shí)長(zhǎng)， ,假設(shè)是信道沖激響應(yīng)的權(quán)值