兩級(jí)CMOS運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)與spectrum仿真

1、LAB2兩級(jí)CMO胭算放大器的設(shè)計(jì)VddVssvout圖1兩級(jí)CMOS!算放大器:基本目標(biāo):參照CMOSI擬集成電路設(shè)計(jì)第二版p223.例6.3-1設(shè)計(jì)一個(gè)CMOM級(jí)放大器，滿足以下指標(biāo):A 5000V/V(74db)VDD 2.5VVss2.5VGB 5MHzVout 范圍=2VCL 10 pFSR 10V/ sICMR 1 2VPdiss 2mW相位裕度：60o為什么要使用兩級(jí)放大器，兩級(jí)放大器的優(yōu)點(diǎn)：單級(jí)放大器輸出對(duì)管產(chǎn)生的小信號(hào)電流直接流過輸出阻抗，因此單級(jí)電路增益被抑制在輸出對(duì)管的跨導(dǎo)與輸出阻抗的乘積。在單級(jí)放大器中，增益是與輸出擺幅是相矛盾的。要想得到大的增益我們可以采用共源共柵結(jié)

2、構(gòu)來極提高輸出阻抗的值，但是共源共柵結(jié)構(gòu)中堆疊的MOSf不可避免地減少了輸出電壓的圍。因?yàn)槎嘁粚庸茏泳鸵辽俣嘣黾右粋€(gè)管子的過驅(qū)動(dòng)電壓。這樣在共源共柵結(jié)構(gòu)的增益與輸出電壓圍相矛盾。為了緩解這種矛盾引進(jìn)了兩級(jí)運(yùn)放，在兩極運(yùn)放中將這兩點(diǎn)各在不同級(jí)實(shí)現(xiàn)。如本文討論的兩級(jí)運(yùn)放， 大的增益靠第一級(jí)與 第二級(jí)相級(jí)聯(lián)而組成，而大的輸出電壓圍靠第二級(jí)這個(gè)共源放大器來獲得。典型的無緩沖CMOS!算放大器特性邊界條件要求工藝規(guī)見表2、3電源電壓2.5V 10%電源電流100Ma工作溫度圍070°特性要求增益70dB增益帶寬5MHz建立時(shí)間1 s擺率5V/sICMR1.5VCMRR60dBPSRR60dB

3、輸出擺幅1.5V輸出電阻無，僅用于容性負(fù)載失調(diào)10mV噪聲100nV JHz （1kHz 時(shí)）版圖面積5000 （最小溝道長度）2表1典型的無緩沖CMOS!算放大器特性二：兩級(jí)放大電路的電路分析：圖1中有多個(gè)電流鏡結(jié)構(gòu)，M5,M8組成電流鏡，流過 M1的電流與流過 M2電流Idi,2 Id3,4 Id5 /2 ,同時(shí)M3, M4組成電流鏡結(jié)構(gòu)，如果 M3和M4管對(duì)稱，那么相同的結(jié)構(gòu)使得在x, y兩點(diǎn)的電壓在 Vin的共模輸入圍不隨著 Vin的變化而變化，為第二極放大器提供了恒定的電壓和電流。圖1所示，Cc為引入的米勒補(bǔ)償電容。表2 0.5m工藝庫提供的模型參數(shù)CSMC 0.5um Double

4、 Poly Mix CMOS process model工藝參數(shù)NMOSPMOS單位V th 00.7016-0.9508Vtox1.28E-81.24E-8 m0404.257219.5cm2/V S表3 一些常用的物理常數(shù)常數(shù)符號(hào)常數(shù)描述值單位KT室溫下214.144 10J0自由空間介電常數(shù)_ _ 148.854 10Fcmox二氧化硅的介電常數(shù)3.5 10-13Fcm利用表2、表計(jì)算得到第一級(jí)差分放第二極共源放所以二級(jí)放大考A A相位裕量有3中的參數(shù)COXox /toxK0Cox2KN 110 AN2Kp 62 A/VW器的電壓增益為：Avi -gm(1)gds2 gds4W器的電壓增

5、益為Av2gm6gds6 g ds7號(hào)的總的電壓增益為agm1gm62gm2gm6/小v1Av2 gds2 gds4 gds6 gds7I 5 ( 24 )I 6( 6o1 GB1 GB1 GBM 180 tan () tan () tan (P1P2Z130)7)-)60o要求60°的相位裕量，假設(shè)RHP零點(diǎn)高于10GB以上1 ,tan (Av)tan1(GBP2)tan 1(0.1) 120tan1 GB()|P2- 024.3所以 p22.2GB 即-gm62.2(駟)ClCc由于要求60o的相位裕量，所以 gm6 10（皿） gm6 10gm2 CcCc一2.2C,可得到 C

6、c L 0.22cL =2.2pF10因此由補(bǔ)償電容最小值 2.2pF ,為了獲得足夠的相位裕量我們可以選定Cc=3pF考慮共模輸入圍：在最大輸入情況下，考慮M1處在飽和區(qū)，有VddVSG3VnVIC (max)VnVtniVIC (max)VDDVSG3VTN 1(4)在最小輸入情況下，考慮 M5處在飽和區(qū)，有VGS1VDsat5(10)(5)(6)(8)(9)負(fù)的CMRVin（最?。?SsI5Vt1 （最大）VdS5（飽和）(12)1由電路的壓擺率SR乜5得到CCId5 =(3*10 -12)()10*10 6)=30 科 A(為了一定的 裕度，我們?nèi)?iref40 A。）則可以得到,I

7、d1,2 I d3,4 I d5 / 220 A卜面用ICMR的要求計(jì)算（W/L） 3(W)3-I5L(K3)Vdd Vsg3 Vtni11/1所以有/W/W()3=( )4=11/13 10 12 94.2 s由GB gm1 , GB=5MHz我們可以得到gm1 5 106 2Cc2即可以得到(W/L)1 (W/L)2 -g- 2/1 2Kn"用負(fù)ICMR公式計(jì)算VDsat5由式（12）我們可以得到下式VIC （min）VSS VGS1 VDsat5如果Vds5的值小于100mv,可能要求相當(dāng)大的（W/L）5,如果VDsat5小于0,則ICMR的設(shè)計(jì)要求則可能太過苛刻，因此，我們可

8、以減小I5或者增大（W/L）5來解決這個(gè)問題，我們?yōu)榱肆粢欢ǖ挠喽任覀?V1c （min）等于-1.1V為下限值進(jìn)行計(jì)算VDsat5 Vc（min）（與2 VTN1 %1則可以得到的VDsat5進(jìn)而推出c2（IJS5（W/L）5,5 211/1K5 （VDsat5 ）即有（W/L）5 （W/L）811/1為了得到60。的相位裕量，gm6的值近似起碼是輸入級(jí)跨導(dǎo)gm1的10倍（allen書p.211例6.2-1 ）,我們?cè)O(shè)gm6 10gm1 942 s,為了達(dá)到第一級(jí)電流鏡負(fù)載（M3和M4）的正確鏡像，要求 VSG4VSG6 ， 圖中x, y點(diǎn)電位相同我們可以得到(W / L)6 (W / L)

9、4gm664/1gm4進(jìn)而由gm6 2Kp(W/L)6 1d6我們可以得到直流電流I d6 I d72g m62K 6(W/L)62gm6， ,2K60113.7 A同樣由電流鏡原理，我們可以得到Id7(W/ L)7 5(W/L)532/11d5三：指標(biāo)的仿真和測(cè)量電路基本元件的spice網(wǎng)表.lib'c:synopsysh05mixddst02v231.lib' ttm1 x vin vn vss mn w=2u l=1um2 y vin vn vss mn w=2u l=1um3 x x vdd vdd mp w=11u l=1um4 y x vdd vdd mp w=11

10、u l=1um5 vn 3 vss vss mn w=11u l=1um6 vout y vdd vdd mp w=64u l=1um7 vout 3 vss vss mn w=32u l=1um8 3 3 vss vss mn w=11u l=1uIref vdd 3 40uVdd vdd 0 dc 2.5Vss vss 0 dc -2.5Vin vin 0 dc 0.end1、DC分析圖2 VOUT、M5管電流、M7管電流、Vx與Vy與輸入共模電壓變化的關(guān)系1.1 Vss<vin<Vth+VssM1,M2,M3,M4工作在截止區(qū)。由于管子寬長比的設(shè)定而使得M1,M2,M3,M4

11、都工作截止區(qū)時(shí)V (x), V (y)點(diǎn)的的電壓大約在 1.95v左右，因此M6的Vsg小于其閾值電壓，M6處于截 止?fàn)顟B(tài)。此時(shí) M5,M7的Vgs相等為定值，即為M8與電流源阻的分壓，且大于其閾值電壓，故M5,M6管子應(yīng)當(dāng)處于飽和或者線性區(qū)，而此時(shí) Vss的電流接近40u,即接近Iref ,所以 M5, M7管子電流接近0,因此我們可以得到 M5,M7管都處于線性區(qū)。1.2 Vin> Vth+VssM3, M4工作在飽和區(qū)。而由于此時(shí)電流不是很大，導(dǎo)致Vsg 3,4不是很大，這樣導(dǎo)致 Vx的電壓還是比較高，所以M1, M2工作在飽和區(qū)。M5由于這個(gè)時(shí)候的電流不很大，仍然工作在線性區(qū)。即

12、這時(shí) M1,M2,M3,M4都工作在飽和區(qū)，M5工作在線性區(qū).M6會(huì)隨著Vx電壓的下降而導(dǎo)通。而剛開始導(dǎo)通時(shí)，Vout的比較小(這是由于M7管此時(shí)仍然處于線性區(qū)，Vds7較小)，Vsd6比較大而使得 M6管工作在飽和區(qū)。隨著Vin的進(jìn)一步的增大，M5的電流增大，M5的漏極電壓也隨著增大，最后一直到M1,M2,M3,M4, M5都工作在了飽和區(qū)。而此時(shí)Vy的電壓變得恒定了。2、測(cè)量輸入共模圍運(yùn)算放大器常采用如圖 3所示的單位增益結(jié)構(gòu)來仿真運(yùn)放的輸入共模電壓圍，即把運(yùn)放的輸出端和反相輸入端相連，同相輸入端加直流掃描電壓，從負(fù)電源掃描到正電源。得到的仿真結(jié)果如圖3所示（利用MOSHG GC性相反來判

13、斷放大器的同相端與反相端）圖3測(cè)量共模輸入圍的原理圖圖4測(cè)量共模輸入圍的電路圖圖5運(yùn)放的輸入共模電壓圍從圖中可以得到輸入共模圍滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)（-1V2V）3、測(cè)量輸出電壓圍在單位增益結(jié)構(gòu)中，傳車曲線的線性收到ICMR限制。若采用高增益結(jié)構(gòu)，傳輸曲線的線性部分與放大器輸出電壓擺幅一致，圖6為反相增益為10的結(jié)構(gòu)，通過RL的電流會(huì)對(duì)輸出電壓擺幅產(chǎn)生很大的影響，要注意對(duì)其的選取，這里我們選取RL=50K , R=60K .圖8 為輸出電壓圍10RAAA AAA/圖6測(cè)量輸出電壓圍的原理圖圖7測(cè)量輸出電壓圍的電路圖圖8輸出電壓的圍可以看出輸出電壓擺率大概在 -2V2V之間，基本滿足要求4、測(cè)量增益與相位

14、裕度相位裕度是電路設(shè)計(jì)中的一個(gè)非常重要的指標(biāo)，用于衡量負(fù)反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性， 并能用來預(yù)測(cè)閉環(huán)系統(tǒng)階躍響應(yīng)的過沖， 定義為：運(yùn)放增益的相位在增益交點(diǎn)頻率時(shí) （增益幅值等 1的頻率點(diǎn)為增益交點(diǎn)），與-180。相位的差值。圖9測(cè)量增益與相位裕度的原理圖ml *lc -22 11 A7s1 947(a)(b)圖10運(yùn)放的交流小信號(hào)分析從圖中看出，相位裕度 63。，增益66dB,增益指標(biāo)未達(dá)到，單位增益帶寬僅有4GB左右5、電路存在的問題與解決步提高。這時(shí)我們觀察計(jì)算過程發(fā)現(xiàn)它主要由M5管來確1、共模輸入圍的下限可以進(jìn)定。為了能夠使圍下限更小，我們加大M5管寬長比，以降低 M5管的飽和電壓 ，這樣M7和

15、M8的寬長比也要按比例往上調(diào)。當(dāng)（W/L=50/1 ）可以實(shí)現(xiàn)指標(biāo)。此時(shí) （W/L）7 144/1、（W/L）8 （W/L）5 50/1。這樣輸入共模圍指標(biāo)就提高了。2、gm6并不足夠大，需要加大M6管的寬長比來實(shí)現(xiàn)。以保證gm6能夠盡可能的大于10gm1,從而實(shí)現(xiàn)良好的相位裕度?？梢酝ㄟ^加大M7管來加大電流以達(dá)到增加 gm6的目的。當(dāng)然，也可以增加 M6管的寬長比來實(shí)現(xiàn)。同時(shí)單位增益帶寬過低，可以通過提高gm1來實(shí)現(xiàn)提高GB直，但是注意給gm6帶來的負(fù)面影響。3、增益不夠大，只有 66dB多點(diǎn)。關(guān)于這一點(diǎn)，根據(jù)表達(dá)式，我們有幾種解決的方案：一種是可以加大 M1和M6管來加大寬長比，以加大 g

16、m1和gm6;另一種，可以加大 M1、M4M6 M7中的管子的溝道長度（寬和長同比例增加），來增加各級(jí)的輸出電阻。但是同比例增加M4管寬和長要注意第三極點(diǎn)的位置 （在x點(diǎn)處存在鏡像極點(diǎn)），寬和長的同比例增加會(huì)使得鏡像極點(diǎn)位置減小，這是因?yàn)楣茏拥拿娣e增大使得寄生電容加大。另外，我們還可以減小M7管寬長比，以減小Id7來提高增益。需要解決的問題，我們需要加大M6的寬長比（對(duì)以上三個(gè)方面都有正向作用），但是僅 僅加大M6的寬長比，對(duì)于增益方面還不夠， 還需要加大 M1寬長比，使得gm1增加，使得GB 值的問題也得到解決。綜合以上問題的分析，我們加大M6的寬長比（1,2, 3）,加大M7管寬長比（3）

17、,同比例加大Ml M2 M3 M4 M6管的寬和長（3）,最終我們得到：表4運(yùn)放中功率管的計(jì)算值與仿真值MOStW/L （計(jì)算值）W/L （仿真值）M1、M22 m/1 m8 m/2 mM3. M411 m/1 m22 m/2 mMS M811 m/1 m50 m/1 mM664 m/1 m210 m/2 mM732 m/1 m225 m/1 m6、修改電路后的AO析在共模輸入電壓分別為-1V和+2V以及0V的條件下做交流小信號(hào)分析，得到低頻小信號(hào)開環(huán)電壓增益的幅頻與相頻特性曲線，如圖11圖13圖11 dc=0V時(shí)的小信號(hào)仿真，增益為 80.91 dB圖12 dc=2V時(shí)的小信號(hào)仿真，增益為

18、73.12 dB1>£ Jk>l>(>口 3 口口 .D,一 . 口3 1 1 S 京-1口Fik。!.叫| JhMw叩q配-立（ATOU T*出科力N ；。W5- 57crcuij|jifl 11D0!1Q110- M I 心 10SIrefl 04心圖11 dc= -1V 時(shí)的小信號(hào)仿真，增益為 73.21dB表5三種共模輸入電壓下的運(yùn)放小信號(hào)分析共模電壓0V2V-1V低頻增益80.9173.12 dB73.21 dBGB5.44 MHz5.681 MHz5.681 MHz相位裕度59.82 °58.44 °58.45 °7、

19、電源電壓抑制比測(cè)試因?yàn)樵趯?shí)際使用中的電源也含有紋波，在運(yùn)算放大器的輸出中引入很大的噪聲，為了有效抑制電源噪聲對(duì)輸出信號(hào)的影響，需要了解電源上的噪聲是如何體現(xiàn)在運(yùn)算放大器的輸出端的。把從運(yùn)放輸入到輸出的差模增益除以差模輸入為0時(shí)電源紋波到輸出的增益定義為運(yùn)算放大器的電源抑制比，式中的 vdd=0, vin=0指電壓源和輸入電壓的交流小信號(hào)為0,而不是指它們的直流電平。需要注意的是，電路仿真時(shí)，認(rèn)為MOST都是完全一致的，沒有考慮制造時(shí)MOS的失配情況，因此仿真得到的PSR郵要比實(shí)際測(cè)量時(shí)好，因此在設(shè)計(jì)時(shí)要留有余量。PSRR(13)圖13正負(fù)PSRR勺測(cè)試結(jié)果我們可以計(jì)算出低頻下正電源抑制比（ P

20、SRR+為83.24dB,負(fù)電源抑制比為（PSRR）為 83.24dB 。8、運(yùn)放轉(zhuǎn)換速率和建立時(shí)間分析轉(zhuǎn)換速率是指輸出端電壓變化的極限，它由所能提供的對(duì)電容充放電的最大電流決定。 一般來說，擺率不受輸出級(jí)限制，而是由第一級(jí)的源/漏電流容量決定。建立時(shí)間是運(yùn)算放大器受到小信號(hào)激勵(lì)時(shí)輸出達(dá)到穩(wěn)定值（在預(yù)定的容差圍）所需的時(shí)間。較長的建立時(shí)間意味著模擬信號(hào)處理速率將降低。為了測(cè)量轉(zhuǎn)換速率和建立時(shí)間，將運(yùn)算放大器輸出端與反相輸入端相連，如圖 14所示， 輸出端接10pF電容，同相輸入端加高、 低電平分別為+2.5V和25V ,周期為10 ds無時(shí)間延遲 的方波脈沖。因?yàn)閱挝辉鲆娼Y(jié)構(gòu)的反饋?zhàn)畲?，從而?dǎo)

21、致最大的環(huán)路增益，所以能用做最壞情況測(cè)量，因此采用這種結(jié)構(gòu)來測(cè)量轉(zhuǎn)換速率和建立時(shí)間。得到的仿真圖如16。由圖16可以看出，建立時(shí)間約為0.5 s,在圖中波形的上升或下降期間，由波形的斜率可以確定擺率。經(jīng) 計(jì)算得，上升沿的轉(zhuǎn)換速率 SR叨11.6 V/us ,下降沿的轉(zhuǎn)換速率 SR-為10.5 V/us 。圖14擺率和建立時(shí)間的測(cè)量方法VDDVSS圖15測(cè)量擺率和建立時(shí)間的電路圖圖16擺率與建立時(shí)間9、CMRR勺頻率響應(yīng)測(cè)量差動(dòng)放大器的一個(gè)重要特性就是其對(duì)共模擾動(dòng)影響的抑制能力，實(shí)際上，運(yùn)算放大器既不能是完全對(duì)稱的，電流源的輸出阻抗也不可能是無窮大的，因此共模輸入的變化會(huì)引起電壓的變化，vOUT , vIN ,CM是指共模輸出