三相PWM整流器控制器設(shè)計(jì)(精)

1、三相 PWM 整流器控制器設(shè)計(jì)PWM 整流器能夠?qū)崿F(xiàn)整流器電網(wǎng)側(cè)的電流為正弦，從而大大降低整流器對電 網(wǎng)的諧波污染。PWM 整流器同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)電網(wǎng)側(cè)電流相位的控制，常見的有使得 電網(wǎng)側(cè)電流與電源電壓同相位，從而實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，也可以根據(jù)需要使得 電網(wǎng)側(cè)電流相位超前或滯后對應(yīng)的電源相電壓，從而實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)的功率因數(shù)補(bǔ)償。三相 PWM 整流器主電路和控制系統(tǒng)原理圖如圖1 所示，其中 A VR 為直流側(cè)電壓外環(huán) PI 調(diào)節(jié)器、ACR_d、ACR_q 分別為具有解耦和電源電壓補(bǔ)償功能的dq軸電流內(nèi)環(huán) PI 調(diào)節(jié)器，PLL 為電源電壓鎖相環(huán)，SVPWM 為電壓空間矢量運(yùn)算 器，labcto Idiq

2、、Vabc to ValfaVbeta 和 Vdq to ValfaVbeta 分別為三相靜止坐標(biāo)-兩 相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo)變換、 三相靜止坐標(biāo)-兩相靜止直角坐標(biāo)變換和兩相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo)- 兩相靜止直角坐標(biāo)變換。圖 1 基于空間矢量的三相 PWM 整流器原理圖(1根據(jù)開關(guān)周期平均值概念、三相電壓型 PWM 整流器開關(guān)函數(shù)表等，可得到三 相電壓型 PWM 整流器在 dq 坐標(biāo)下微分方程形式和等效電路形式的開關(guān)周期平均 模型。 經(jīng)過dq 軸電流解耦和電源電壓補(bǔ)償?shù)目刂葡到y(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖2 所示，其中小寫的變量表示該變量的開關(guān)周期平均值，大寫的變量表示該變量在工作點(diǎn)的值。v de d de圖 2 基于 dq 軸

3、電流解耦和電源電壓補(bǔ)償?shù)目刂葡到y(tǒng)結(jié)構(gòu)圖對解耦和電源電壓補(bǔ)償之后的 dq 軸等效電路進(jìn)行工作點(diǎn)附近的小信號分析， 即可得到小信號下的傳遞函數(shù)如式（1、（ 2）和（3）所示，其中 L、R 分別為交流 側(cè)的濾波電感及其等效電阻，C 為直流側(cè)濾波電容，Dd 為 d 軸在工作點(diǎn)的占空 比。i d (sad (s i q (saq (s v de (s i d (sV de3Ls +3R V de(2 =-3Ls +3R RD d(3)RCs +1=-有了對象的傳遞函數(shù)，根據(jù)控制系統(tǒng)校正原則就可整定dq 軸電流環(huán)和直流側(cè)電壓外環(huán) PI 調(diào)節(jié)器的參數(shù)。由于校正原則不是唯一的，不同的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則可獲得不 同的調(diào)節(jié)

4、器參數(shù)，因此通過仿真來了解校正效果就顯得非常有意義。而且對象參數(shù) 的不精確性使得調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)只能是近似的， 通過仿真來了解調(diào)節(jié)器參數(shù)的變化規(guī) 律就更顯得必要。以將電流環(huán)校正成典型 I 性系統(tǒng)為例，考慮到電流調(diào)節(jié)器輸出到形成 PWM 整 流器交流側(cè) dq 軸電壓變化存在 PWM 周期延遲、 以及存在電流濾波器時(shí)間延遲等 因素構(gòu)成的等效延遲時(shí)間 T si，dq 軸電流解耦和電源電壓補(bǔ)償后的電流環(huán)結(jié)構(gòu)如 圖 3 所示。只要將ACR d 的零點(diǎn)與 W 2 的極點(diǎn)對消，即可將電流環(huán)校正成典型I性系統(tǒng)，由此可獲得 ACR 的積分時(shí)間常數(shù)T，即Ti =L/R (4取電流環(huán)的阻尼比為 0.707 時(shí)， 可使電

5、流環(huán)有足夠的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力和抑制超調(diào) 能力，由此可獲得 ACR 的比例系數(shù) K i ,即(Ki /Ti Vdc T si =0.5 則K i =0.5Ti / (Vdc T si (5(1圖 3d 軸電流環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖校正成典型 I 系統(tǒng)的電流環(huán)可以近似為時(shí)間常數(shù)為2T si 的一階慣性環(huán)節(jié)，因此可得電壓環(huán)近似等效結(jié)構(gòu)圖如圖 4 所示，其中 T sv 為綜合了電流環(huán)等效時(shí)間常 數(shù)、以及電壓濾波器時(shí)間延遲等因素構(gòu)成的等效延遲時(shí)間。這樣設(shè)計(jì)直流側(cè)電壓環(huán) 就變得非常容易，可以將直流側(cè)對象近似為積分環(huán)節(jié)，然后將電壓環(huán)校正成典型II系統(tǒng)，也可以將電壓環(huán) PI 調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)與直流側(cè)對象的極點(diǎn)對消，然后將電壓環(huán)

6、 校正成典型 I 系統(tǒng)。圖 4 電壓環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖II 系統(tǒng)(將直流負(fù)載近似為積分環(huán)節(jié) D d /(Cs),根據(jù)典型 II 型系統(tǒng)的常見設(shè) 計(jì)規(guī)則，中頻帶寬 h 一般設(shè)計(jì)為 5，即卩Tv /Tsv =5 截止頻率介于 1/(5Tsv1/(Tsv 之間。但由于期望的電壓環(huán)截止頻率s cv 應(yīng)該小于(1/51/10 直流側(cè)紋波頻率(三相整流電路直流側(cè)紋波頻率為 2n(6 電源頻率)，對 50Hz 電網(wǎng)，scv v(1/ 1/10600 矢，但 1/(Tsv 太大，無法滿足要求，故將電壓環(huán)校正成典型II 系統(tǒng)不合適。將T設(shè)計(jì)成與 RLC 相等，則可將電壓環(huán)校正成典型 I 型系統(tǒng)。因此有Tv =RL C

7、 (6若將電壓環(huán)校正成典型圖 1 所示系統(tǒng)中，交流側(cè)濾波電感 L=5mH,其等效電阻 R=0.01Q,電源相電壓 有效值為 220V，頻率為 50Hz,直流側(cè)濾波電容 C=2200uF,負(fù)載等效電阻 R L =100Q，直流側(cè)電壓給定是 600V ,功率器件開關(guān)頻率為 10KHz，電流環(huán)控制周期 為 50ms，電壓環(huán)控制周期為 500ms。不計(jì)濾波器時(shí)間常數(shù)時(shí)，電流環(huán)中的 T si 等 于功率器件的開關(guān)周期，電壓環(huán)中的T sv 等于 2T si。根據(jù)這些參數(shù)即可算出，電流調(diào)節(jié)器的積分時(shí)間常數(shù)Ti =5-3/1e-2=0.5,電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù) K i =0.5*0.5 /（33*600*0.

8、1e-3=0.13;電壓調(diào)節(jié)器的積分時(shí)間常數(shù)Tv =5 *2*0.le3=1e-3, K v =（6/50*1e-3*2200e-6/（ 0.9* （2*0.1e-32= 7.3。電流環(huán)原始對象、電流調(diào)節(jié)器、校正后的開環(huán)傳遞函數(shù)波特圖分別如圖5 中的曲線 1、2、3 所示，圖 5 可見校正后的電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率約為 5000rad/s小于（1/51/10）功率器件開關(guān)頻率，相位穩(wěn)定裕量約 63,符合要求。校正后的電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)曲線如圖 6 和圖 7 所示，圖 6 和圖 7 的實(shí)驗(yàn)是在斷開電壓環(huán)的輸出（即電流環(huán) d 軸電流給定），單獨(dú) 在電流環(huán) d軸電流給定出施加一個(gè)階躍信號 （0

9、.5s 時(shí)由 8A 階躍至 9A ） 的情況下 獲得仿真實(shí)驗(yàn)波形，圖 5 電流環(huán)波特圖圖 6 電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)（idoBow 0吋伯Gm tif iBt tif raisec). Pm 64 EOeg sH 71*003 rifs：jaasnaW*Frequency rasecf圖 7 電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)校正完成后的部分仿真實(shí)驗(yàn)波形如圖 5 和圖 6 所示，各變量對應(yīng)關(guān)系分別為: i d *-d軸電流給定、i d - d29D40010 510aos31101oK40D:”一田即旺卯対弋-T-ttel-y-.YAsAFlll軸電流、vde -直流側(cè)電壓、u A -電源 A 相電壓、i A -交流側(cè) A 相電流和 i ABC -交流側(cè)三相電流。圖 5 中 0.3s 處電源電壓突降 5%,由圖 5 可見 d 軸電流主 令自動(dòng)增大，以維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，d 軸電流跟隨良好，直流側(cè)電壓最大降落約 0.16%且在 80ms 內(nèi)恢復(fù)，可見電壓環(huán)抗擾能力良好。圖6 中 0.5s 處直流負(fù)載突增（負(fù)載電阻由 100Q突變?yōu)?67Q），由圖 6（a 可