第7章 高頻電路

1、1第第7章章 模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路 (非線性頻率變換電路非線性頻率變換電路) 7. 概述概述 7. 角度調(diào)制與解調(diào)原理角度調(diào)制與解調(diào)原理 7. 調(diào)頻電路調(diào)頻電路 7. 鑒頻電路鑒頻電路 27.1 概概 述述 模擬頻率調(diào)制頻率調(diào)制(調(diào)頻制調(diào)頻制)和相位調(diào)制相位調(diào)制(調(diào)相制調(diào)相制)合稱為模擬角角度調(diào)制度調(diào)制(簡稱調(diào)角)。 調(diào)頻信號與調(diào)相信號在時域特性、 頻譜寬度、 調(diào)制與解調(diào)的原理和實現(xiàn)方法等方面都有密切的聯(lián)系 相位是頻率的積分, 故頻率的變化必將引起相位的變化, 反之亦然在模擬通信方面, 調(diào)頻制比調(diào)相制更加優(yōu)越, 故大都采用調(diào)頻制。 3模擬角度調(diào)制與解調(diào)屬于非線性頻率變換

2、非線性頻率變換，電路實現(xiàn)比調(diào)幅要困難。與振幅調(diào)制比較：優(yōu)勢：抗干擾抗干擾劣勢：更多的帶寬、電路復(fù)雜更多的帶寬、電路復(fù)雜 本次課請注意：1、調(diào)角信號的頻偏、相偏、調(diào)制指數(shù)2、調(diào)角信號的帶寬 47.2 角度調(diào)制與解調(diào)原理角度調(diào)制與解調(diào)原理7.2.1 調(diào)角信號的時域特性 1. 調(diào)頻信號 設(shè)高頻載波為 uc=Ucmcosct, 調(diào)制信號為 u(t), 則調(diào)頻信號的瞬時角頻率為 (t)=c+kfu(t) 瞬時相位為00( )( )( )ttcftdtkud kf為比例系數(shù)，表示單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的角頻率偏移量 5調(diào)頻信號0cos( )tFMcmcfuUtkud(7.2.1) 6調(diào)頻信號0cos( )tFM

3、cmcfuUtkud(7.2.1) 上式表明：1、調(diào)頻信號的振幅恒定, 瞬時角頻率是在固定的載頻上疊加一個與調(diào)制信號電壓成正比的角頻率偏移(簡稱角頻偏) 2、瞬時相位是在隨時間變化的載波相位c(t)=ct上疊加了一個與調(diào)制電壓積分成正比的相位偏移(簡稱相偏)0( )( )tftkud( )( )ftk ut7其最大角頻偏m調(diào)頻指數(shù)(最大相偏)Mf為：max( )mfk ut0max( )tffMkud8 假設(shè)調(diào)制信號是單頻信號, 即 u(t)=Umcost 則由式(7.2.1)可寫出相應(yīng)的調(diào)頻信號， 即(7.2.3) cos(sin)cos(sin)fmFMcmccmcfk UuUttUtMt

4、92. 調(diào)相信號 設(shè)高頻載波為 uc=Ucmcosct, 調(diào)制信號為 u(t), 則調(diào)相信號的瞬時相位為 (t)=ct+kpu(t) 瞬時角頻率為( )( )( )cpdtduttkdtdt調(diào)相信號為 (7.2.4)kp為比例系數(shù)，表示單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的相位偏移cos( )PMcmcfuUtk ut10 公式表明：1、調(diào)相信號的振幅恒定, 瞬時相位是在隨時間變化的載波相位c(t)=ct上疊加了一個與調(diào)制電壓成正比的相偏 2、瞬時角頻率是在固定載頻上疊加了一個與調(diào)制電壓的導(dǎo)數(shù)成正比的角頻偏最大角頻偏m定義為:調(diào)相指數(shù)(最大相偏)Mp定義為:( )( )pduttkdtmax( )PpMk utm

5、ax( )mpdutkdt( )( )ptk utcos( )PMcmcfuUtk ut11若調(diào)制信號是單頻信號, 即u(t)=Umcost, 由式(7.2.4)可寫出相應(yīng)的調(diào)相信號， 即 uPM =Ucmcos(ct+kpUm cost) =Ucm cos(ct+Mp cost) (7.2.6)123. 調(diào)頻信號與調(diào)相信號時域特性的比較調(diào)制信號分別為單頻正弦波和三角波tucutttuFMuPMPMFMttttPMFMucuuFMuPMtttt(a)(b) FMPM13根據(jù)它們的時域表達(dá)式和波形可以得出以下幾點結(jié)論。1、調(diào)頻信號與調(diào)相信號的相同之處在于: (1) 等幅信號。 (2) 頻率和相位

6、都隨調(diào)制信號而變化, 均產(chǎn)生頻偏與相偏， 成為疏密波形。 正頻偏最大處，波形最密；負(fù)頻偏最大處，波形最疏。2、調(diào)頻信號與調(diào)相信號的區(qū)別在于:二者的頻率和相位隨調(diào)制信號變化的規(guī)律不一樣, 但由于頻率與相位是微積分關(guān)系, 故二者是有密切聯(lián)系的。 (1)例如， 對于調(diào)頻信號來說， 調(diào)制信號電平最高處對應(yīng)的瞬時正頻偏最大， 波形最密； 對于調(diào)相信號來說， 調(diào)制信號電平變化率（斜率）最大處對應(yīng)的瞬時正頻偏最大， 波形最密。14 (2) 調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率有關(guān)與調(diào)制頻率有關(guān), 最大頻偏與調(diào)制頻率最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān)無關(guān)。調(diào)相信號的最大頻偏與調(diào)制頻率有關(guān)調(diào)相信號的最大頻偏與

7、調(diào)制頻率有關(guān), 調(diào)相指數(shù)調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制與調(diào)制頻率無關(guān)頻率無關(guān)。 表7.2.1 單頻調(diào)頻信號與單頻調(diào)相信號參數(shù)比較 15(3) 調(diào)頻信號的最大角頻偏mc (由于載頻c很高), 故m可以很大, 即調(diào)制范圍很大。 調(diào)相信號的最大相偏(調(diào)相指數(shù))Mp(由于相位以2為周期), 故調(diào)制范圍很小。 167.2.2 調(diào)角信號的頻譜調(diào)角信號可寫成統(tǒng)一的調(diào)角信號表達(dá)式， 即 (7.2.7)式中用調(diào)角指數(shù)M統(tǒng)一代替了Mf與Mp。 ( )cos(sin)cmcu tUtMtsin( )Re()cjtjMtcmu tUeesin()jMtjn tnneJM e20( 1) ()2()!()nnmnmMJMm nmJ

8、n(M)是宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)() ()() nnnJMnJMJMn為偶數(shù)為奇數(shù)17sin( )Re()Re()=()cos()ccjtjMtcmjtjn tcmnncmncnu tUeeUJM eeUJMtn t sin()jMtjn tnneJM e根據(jù)() ()() nnnJMnJMJMn為偶數(shù)為奇數(shù)又因為可知：(1)調(diào)角信號由載頻和無窮多組上、 下邊頻組成, 這些頻率分量滿足cn, 振幅為Jn(M)Ucm ,n=0, 1, 2, 。 當(dāng)n為偶數(shù)時, 兩邊頻分量振幅相同, 相位相同； 當(dāng)n為奇數(shù)時, 兩邊頻分量振幅相同, 相位相反。18圖7.2.2給出了宗數(shù)為M的n階第一類貝塞

9、爾函數(shù)曲線, 表7.2.2給出了M為幾個離散值時的貝塞爾函數(shù)值。 圖 7.2.2 宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)曲線圖 n7n6Jn(M)1.00.80.60.40.200.20.401234567891011Mn0載波部分n1n2n3n4n52.4055.5208.68311.7919表7.2.2 貝塞爾函數(shù)表 20(4) 若調(diào)角信號振幅不變, M值變化, 則總功率不變, 但載頻與各邊頻分量的功率將重新分配。 對于任何M值，均有 。 2()1nnJM(3) 隨著M值的增大, 具有較大振幅的邊頻分量數(shù)目增加, 載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢, 在個別地方(如M=2.405, 5.520時), 載頻

10、分量為零。 (2) 各邊頻分量振幅值與對應(yīng)階貝塞爾函數(shù)成正比。當(dāng)M確定后, 各邊頻分量振幅值不是隨n單調(diào)變化。 21調(diào)角是一種非線性頻率變換過程(完全不同于調(diào)幅)調(diào)角的逆過程, 角度解調(diào)也是一種非線性頻率變換過程對于由眾多頻率分量組成的一般調(diào)制信號來說調(diào)角信號的總頻譜并非僅僅是調(diào)制信號中每個頻率分量單獨調(diào)制時所得頻譜的組合, 而且另外又新增了許多頻率分量。 例如, 若調(diào)制信號由角頻率為1、 2的兩個單頻正弦波組成, 則對應(yīng)調(diào)角信號的頻率分量不但有cn1和cn2, 還會出現(xiàn)cn1p2, n、 p=0, 1, 2, 。 22 7.2.3 調(diào)角信號的帶寬 調(diào)角信號的頻譜特點（1）理論上它的頻帶無限寬

11、（2）實際上具有較大振幅的頻率分量還是集中在載頻附近, 且上下邊頻在振幅上是對稱的。23當(dāng)M1時(工程上只需M0.25), 即對于窄帶調(diào)角信號窄帶調(diào)角信號, 有近似公式 cos(M sint)1, sin(M sint)M sintcoscos()cos() 22cmcccMMUttt(7.2.10) 此時的頻譜由載頻和一對振幅相同、 相位相反的上下邊頻組成, 帶寬為 BW=2F (7.2.11) ( )cos(sin)cos(sin)cossin(sin)sincossinsincmccmcccmccu tUtMtUMttMttUtMtt24對于非窄帶調(diào)角信號，從表7.2.2中可以看出, M

12、+1以上各階邊頻的振幅均小于調(diào)角信號振幅的10%, 故可以忽略25對于非窄帶調(diào)角信號非窄帶調(diào)角信號, 通常定義有效帶寬(簡稱帶寬)為 BW=2(M+1)F (7.2.12) 對于一般調(diào)制信號形成的調(diào)角波, 采用其中最高調(diào)制角頻率, 代入式(7.2.11)或(7.2.12), 可以求得頻帶寬度。 設(shè)調(diào)頻廣播中調(diào)制頻率為20Hz15kHz，調(diào)頻指數(shù)M=5，頻帶寬度為：180kHz。26【例7.1】 已知音頻調(diào)制信號的最低頻率Fmin=20 Hz, 最高頻率Fmax=15 kHz, 若要求最大頻偏fm=45 kHz, 求出相應(yīng)調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)Mf、 帶寬BW，畫出F=15 kHz時對應(yīng)的頻譜圖,

13、求帶寬內(nèi)各頻率分量的功率之和(假定調(diào)頻信號總功率為1 W),并求出相應(yīng)調(diào)相信號的調(diào)相指數(shù)Mp、 帶寬和最大頻偏。 解： 調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率成反比, 即Mf=m/=fm/F所以3maxmin45 10225020mffMFBW=2(3+1)15103=120 kHz3min3max45 10315 10mffMF27因為F=15 kHz對應(yīng)的Mf=3, 從表7.2.2可查出J0(3)=-0.261, J1(3)=0.339, J2(3)=0.486, J3(3)=0.309, J4(3)=0.132, 由此可畫出對應(yīng)調(diào)頻信號帶寬內(nèi)的頻率幅度譜, 共9條譜線, 如圖例7.1所示。28

14、J0(3)=-0.261, J1(3)=0.339, J2(3)=0.486, J3(3)=0.309, J4(3)=0.132調(diào)頻信號是等幅波， 故單位負(fù)載情況下功率Po與振幅Ucm的關(guān)系式為Po=U2cm/2。由于調(diào)頻信號總功率為1 W, 所以 帶寬內(nèi)功率之和 = 2cmUV222240142201(3)(3)222(3)2(3)0.996cmncmnnnJUJUJJW29調(diào)相信號的最大頻偏是與調(diào)制信號頻率成正比的, 為了保證所有調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏不超過45 kHz, 故除了最高調(diào)制頻率外, 其余調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏必然小于45 kHz。3max3max45 10315 10mpfM

15、F 所以 BW=2(3+1)15103=120 kHz由以上結(jié)果可知, 若調(diào)相信號最大頻偏限制在45 kHz以內(nèi), 則帶寬仍為120 kHz, 與調(diào)頻信號相同。調(diào)相信號的調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制頻率無關(guān)，各調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏變化很大, 最低調(diào)制頻率20Hz所對應(yīng)的最大頻偏： fm min=M pFmin=320=60 Hz30最大頻偏與帶寬最大頻偏與帶寬最大頻偏與帶寬是兩個容易混淆的概念。最大頻偏最大頻偏調(diào)角信號瞬時頻率偏離載頻的最大值 例如在例7.1中最大頻偏是45 kHz， 若載頻為100 MHz, 則調(diào)頻信號瞬時頻率的變化范圍為99.955100.045 MHz。帶寬帶寬調(diào)角信號頻譜分量的

16、有效寬度 對于窄帶和非窄帶調(diào)角信號, 分別按照式(7.2.11)、 (7.2.12)定義, 帶寬內(nèi)頻率分量的功率之和占總功率的90%以上 如例7.1中15 kHz分量帶寬為120 kHz。 非窄帶調(diào)頻信號最大頻偏非窄帶調(diào)頻信號最大頻偏fm與帶寬與帶寬BW的關(guān)系為的關(guān)系為 BW=2(fm+F) (7.2.13)31由式(7.2.13)可知, 帶寬大致由最大頻偏所決定。 對于調(diào)頻方式來說 最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān)最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān), 因此每個調(diào)制頻率分量都可以充分利用帶寬, 獲得最大頻偏。 調(diào)頻指數(shù)調(diào)頻指數(shù)Mf可以做得很大可以做得很大，較低調(diào)制頻率分量還可以獲得更大的調(diào)頻指數(shù)(如20 Hz分量的

17、調(diào)頻指數(shù)高達(dá)2250), 故具有很好的抗干擾性。 對于調(diào)相方式來說 最大頻偏與調(diào)制頻率成正比最大頻偏與調(diào)制頻率成正比。除了最高調(diào)制頻率分量外, 其余調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏均越來越小(fm=MpF), 例如20 Hz分量的最大頻偏僅60 Hz, 所以不能充分利用系統(tǒng)帶寬。 所有調(diào)制頻率分量的所有調(diào)制頻率分量的Mp都相同都相同, 且不可能很大且不可能很大（Mp）, 故抗干擾性不大好。Mf越大，抗干擾性越強(qiáng)，這是用增加帶寬的代價來換取的越大，抗干擾性越強(qiáng)，這是用增加帶寬的代價來換取的32 7.2.4 調(diào)角信號的調(diào)制原理1. 調(diào)頻原理 實現(xiàn)頻率調(diào)制的方式：直接調(diào)頻間接調(diào)頻 (1) 直接調(diào)頻。 根據(jù)

18、調(diào)頻信號的瞬時頻率隨調(diào)制信號成線性變化這一基本特性, 可以將調(diào)制信號作為壓控振蕩器壓控振蕩器的控制電壓, 使其產(chǎn)生的振蕩頻率隨調(diào)制信號規(guī)律而變化, 壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率。 顯然, 這是實現(xiàn)調(diào)頻的最直接方法, 故稱為直接調(diào)頻。 33(2) 間接調(diào)頻。 若先對調(diào)制信號u(t)進(jìn)行積分, 得到 , 然后將u1(t)作為調(diào)制信號對載頻信號進(jìn)行調(diào)相, 則由式(7.2.4)可得到10( )( )tu tud10( )cos( )cos( )tcmcpcmcpu tUtk u tUtkud 參照式(7.2.1)可知, 對于u(t)來說, 上式是一個調(diào)頻信號表達(dá)式。 因此, 將調(diào)制信號積分后調(diào)相,

19、 是實現(xiàn)調(diào)頻的另外一種方式, 稱為間接調(diào)頻。 或者說,間接調(diào)頻是借用調(diào)相的方式來實現(xiàn)調(diào)頻的。積 分 器相 位調(diào) 制 器u(t)uFM(t) 圖 7.2.3 間接調(diào)頻原理圖 342. 調(diào)相原理實現(xiàn)相位調(diào)制的基本原理是使角頻率為c的高頻載波uc(t)通過一個可控相移網(wǎng)絡(luò), 此網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移受調(diào)制電壓u(t)控制, 滿足=kpu(t)的關(guān)系, 所以網(wǎng)絡(luò)輸出就是滿足式(7.2.4)的調(diào)相信號了。 圖7.2.4給出了可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖。 圖 7.2.4 可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖 正 弦 波振 蕩 器可 控 相移 網(wǎng) 絡(luò)uPMucu35式(7.2.4)所示調(diào)相信號又可寫成cos( )cos( )cos(

20、)( )( )PMcmcppcmcccmcpdcuUtk utkUtutUtkutk ut 式中 其中， kd=-kp/c是一比例系數(shù)。 式(7.2.14)將調(diào)相信號表示為一個可控時延信號可控時延信號, 時延與調(diào)制電壓u(t)成正比。 可見, 時延與相移本質(zhì)上是一樣的時延與相移本質(zhì)上是一樣的。 所以, 將圖7.2.4中的可控相移網(wǎng)絡(luò)改為可控時延網(wǎng)絡(luò), 也可實現(xiàn)調(diào)相。 (7.2.14)36 7.3.1 調(diào)頻電路的主要性能指標(biāo)1. 調(diào)頻特性調(diào)頻特性調(diào)頻電路輸出信號的瞬時頻偏與調(diào)制電壓的關(guān)系稱為調(diào)頻特性。理想調(diào)頻特性應(yīng)該是線性線性的, 然而實際電路會產(chǎn)生一些非線性失真, 應(yīng)盡量設(shè)法使其減小。2. 最

21、大線性頻偏最大線性頻偏 實際電路的調(diào)頻特性從整體上看是非線性的, 其中線性部分能夠?qū)崿F(xiàn)的最大頻偏稱為最大線性頻偏。最大相對線性頻偏最大相對線性頻偏最大線性頻偏與載頻的比值3. 調(diào)頻靈敏度調(diào)頻靈敏度單位調(diào)制電壓變化產(chǎn)生的角頻偏稱為調(diào)頻靈敏度Sf, 即Sf=d/du。 在線性調(diào)頻范圍內(nèi), Sf相當(dāng)于式(7.2.1)中的kf。374. 載頻穩(wěn)定度載頻穩(wěn)定度 調(diào)頻電路的載頻(即中心頻率)穩(wěn)定性是接收電路能夠正常工作而且不會造成鄰近信道互相干擾的重要保證。 不同調(diào)頻系統(tǒng)對載頻穩(wěn)定度的要求是不同的, 如調(diào)頻廣播系統(tǒng)要求載頻漂移不超過2 kHz, 調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)要求載頻漂移不超過500 Hz。 387.3

22、.2 直接調(diào)頻電路 廣泛采用變?nèi)荻O管調(diào)頻電路變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 為了提高中心頻率穩(wěn)定度, 可以加入晶振, 但加入晶振后又會使最大線性頻偏減小。 采用倍頻和混頻措施可以擴(kuò)展晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的最大線性頻偏。 391. 變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 t0u u00CjCj(t)Cj(0)CjQUQUmt(a)(b)變?nèi)荻O管結(jié)電容:nBjjUuCC1)0(njQnQBjQjtmCUUuCC)cos1 (1結(jié)電容調(diào)制度1QBmUUUm()(cos)QQmuUuUUt (為變?nèi)葜笖?shù))nBQjjQUUCC1)0(40第4章討論的變?nèi)荻O管壓控振蕩器實際上就是一個變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 假定其振蕩回路僅包括一個

23、等效電感L和一個變?nèi)荻O管組成的等效電容Cj, 則在單頻調(diào)制信號u(t)=Umcost的作用下, 回路振蕩角頻率可參照式(4.5.2)寫成2211( )(1cos)(1)(1cos)nnccjjQntmtxLCLCmt(7.3.1) 其中， 是u=0時的振蕩角頻率, 即調(diào)頻電路中心角頻率, 是歸一化調(diào)制信號電壓, |x|1。 1/cjQLCcos/()BQxmtuUU41在式(7.3.1)中, 當(dāng)變?nèi)荻O管變?nèi)葜笖?shù)n=2時, 有( )(1)(1)( )ccBQcBQutxUUutuUU故角頻偏為 (7.3.2) 2211( )(1cos)(1)(1cos)nnccjjQntmtxLCLCmt

24、這種情況稱為線性調(diào)頻, 無非線性失真。 情況情況1：cmmcBQUmUU最大線性頻偏？mBQUmUU 42當(dāng)n2時, 式(7.3.1)可展開為2311( )1(1)(1)(2)22! 2 23! 2 22cnn nn nntxxx(7.3.3) 其中， 線性角頻偏線性角頻偏部分為 ( )22()ccBQnxnutuUU情況情況2：2211( )(1cos)(1)(1cos)nnccjjQntmtxLCLCmt2()2cmcmBQnUnmUU最大線性頻偏？mBQUmUU 43式(7.3.3)中右邊第三項及其以后各項一方面將產(chǎn)生與u的二次方及其以上各次方有關(guān)的角頻偏, 顯然這些將產(chǎn)生調(diào)制特性的非線

25、性失真； 另一方面還將使載頻產(chǎn)生一個附加偏移, 使載頻穩(wěn)定度降低。 非線性失真和載頻偏移隨著非線性失真和載頻偏移隨著m的增大以及的增大以及n與與2之間差值之間差值的增大而增大。的增大而增大。 由式(7.3.2)與(7.3.3)可以寫出統(tǒng)一的最大線性角頻偏表達(dá)式22()MccfBQnmnSUU和調(diào)頻靈敏度表達(dá)式 (7.3.4) (7.3.5)( )22()ccBQnxnutUU44上式說明上式說明, 當(dāng)當(dāng)n確定之后確定之后, 最大相對線性角頻偏最大相對線性角頻偏m/c與電與電容調(diào)制度容調(diào)制度m成正比。成正比。 雖然增大m會增加最大相對角頻偏, 但也會增加非線性失真和減小載頻穩(wěn)定度。 式(7.3.

26、4)還可寫成 2mcnm(7.3.6) 45變?nèi)荻O管會受高頻振蕩電壓的影響變?nèi)荻O管會受高頻振蕩電壓的影響在變?nèi)荻O管的直流偏壓上不僅加有低頻調(diào)制電壓, 而且疊加有回路中的高頻振蕩電壓, 變?nèi)荻O管的實際電容值會受到高頻振蕩的影響。QUQt0uCjQ0CjCjt圖 7.3.2 變?nèi)荻O管上疊加高頻振蕩電壓對結(jié)電容的影響 46實際電路采用變?nèi)荻O管作為部分電容接入回路作為部分電容接入回路（P94: 圖4.5.2）。 加在變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓對整個LC回路的影響減小, 故調(diào)頻電路的最大線性頻偏有所減小, 但非線性失真和各種因素引起的載頻不穩(wěn)定性也有所減小。采用了兩個相同變?nèi)荻O管背靠背連接(圖7.

27、3.1(a)電路)兩管抵消高頻振蕩電壓的影響47圖 7.3.1 兩個變?nèi)荻O管背靠背部分接入調(diào)頻電路 R31 kC315 PC210 PC41000 P輸 出L1000 PC333 P1000 PC6V1V2C9R4調(diào) 制 電 壓u1000 P偏 置 電 壓1000 PC6R24.3 kR14.3 k1000 PC71000 PC8UCC 12 VV1V2CbC2C3(a)(b)請根據(jù) 例4.6 (p94) 的方法，畫出晶體管直流偏置電路、高頻等效電路，以及變?nèi)荻O管的直流偏置電路、低頻控制回路c548不采用兩個變?nèi)荻O管背對背對接不采用兩個變?nèi)荻O管背對背對接在變?nèi)荻O管的直流偏壓上不僅加有

28、低頻調(diào)制電壓, 而且疊加有回路中的高頻振蕩電壓, 變?nèi)荻O管的實際電容值會受到高頻振蕩的影響。QUQt0uCjQ0CjCjt圖 7.3.2 變?nèi)荻O管上疊加高頻振蕩電壓對結(jié)電容的影響 49采用兩個變?nèi)荻O管對接采用兩個變?nèi)荻O管對接兩管對于高頻振蕩電壓來說是串聯(lián)的, 故加在每個管上的高頻振蕩電壓振幅減半，減小了高頻振蕩電壓的影響 (串聯(lián)分壓)。兩管上高頻振蕩電壓相位相反, 高頻電壓對兩管產(chǎn)生的結(jié)電容影響也正好相反。雖然對結(jié)電容產(chǎn)生的高頻影響不能完全抵消, 但也能抵消一部分。 對于直流偏壓和低頻調(diào)制電壓來說, 兩管是并聯(lián)關(guān)系, 故工作狀態(tài)不受影響。 缺點缺點調(diào)頻靈敏度有所降低, 因為兩變?nèi)莨艽?lián)

29、后總的結(jié)電容減半。 502. 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路* 在晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路中, 常采用晶振與變?nèi)荻O管串聯(lián)的方式, 例如圖4.5.3給出的一個例子。 晶體變?nèi)荻O管壓控振蕩器也可以看作是晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 正如第4章4.4、 4.5節(jié)所指出的, 晶振的頻率控制范圍很窄, 僅在串聯(lián)諧振頻率fs與并聯(lián)諧振頻率fp之間, 所以晶振調(diào)頻電路的最大相對頻偏fm/fc只能達(dá)到0.01%左右, 最大線性頻偏fm也就很小。 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的突出優(yōu)點是載頻(中心頻率)穩(wěn)定度高, 可達(dá)10-5左右, 因而在調(diào)頻通信發(fā)送設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。 為了增加最大線性頻偏, 即擴(kuò)展晶振的頻率控制范圍,

30、可以采用串聯(lián)或并聯(lián)電感的方法, 這在第4章4.5節(jié)已有詳細(xì)討論, 圖4.5.5也給出了有關(guān)電路圖, 故不再重復(fù)。513. 擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法*從式(7.3.6) 可以看到, 變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路的最大相對線性頻偏fm/fc受到變?nèi)莨軈?shù)的限制。 (1) 擴(kuò)展最大線性頻偏最直接方法擴(kuò)展最大線性頻偏最直接方法提高載頻提高載頻例如, 當(dāng)載頻為100 MHz時, 即使最大相對線性頻偏僅0.01%, 最大線性頻偏也可達(dá)到10 kHz, 這對于一般語音通信也足夠了。 2mcnm52(2)進(jìn)一步擴(kuò)展最大線性頻偏進(jìn)一步擴(kuò)展最大線性頻偏倍頻和混頻倍頻和混頻 設(shè)調(diào)頻電路產(chǎn)生的單頻調(diào)頻信號的瞬時角頻率

31、為 經(jīng)過n倍頻電路之后, 瞬時角頻率變成 可見， n倍頻電路可將調(diào)頻信號的載頻和最大頻偏同時擴(kuò)大 為原來的n倍, 但最大相對頻偏仍保持不變。 1coscoscfmcmk Utt21coscmnnnt 若將瞬時角頻率為2的調(diào)頻信號與固定角頻率3=(n+1)c的高頻正弦信號進(jìn)行混頻, 則差頻為 432coscmnt 53可見， 混頻能使調(diào)頻信號最大頻偏保持不變, 最大相對頻偏發(fā)生變化。 由直接調(diào)頻、 倍頻和混頻電路三者的組合可使產(chǎn)生的調(diào)頻信號的載頻不變, 最大線性頻偏擴(kuò)大為原來的n倍。 直接調(diào)頻電路混 頻電 路n倍頻電 路正弦波振蕩器1c mcost2 nc nmcost4c nmcost3( n

32、1)c圖 7.3.3 擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏原理圖 54 7.3.3 間接調(diào)頻電路間接調(diào)頻積分電路+調(diào)相電路 調(diào)相電路可控相移網(wǎng)絡(luò)積分電路RC積分器實現(xiàn)可控相移網(wǎng)絡(luò)變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)。 55圖 7.3.4 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) Cj0.001 R310 kR4100 k4.7 R115 k0.001 L0.001 R215 kLCj(a)(b)1. 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) 圖7.3.4給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)實用電路和高頻等效電路。 對高頻載波： 三個0.001F的小電容短路； 對低頻調(diào)制信號：三個0.001F的小電容開路, 4.7F電容短路。 載波輸入調(diào)制信號輸入9V調(diào)相波輸出56設(shè)調(diào)制信號

33、 u=Umcost 經(jīng)4.7F電容耦合到變?nèi)荻O管上, 則由電感L和變?nèi)荻O管組成的LCj回路的中心角頻率(t)將隨調(diào)制電壓而變化。 當(dāng)角頻率為c的載波信號通過這個LCj回路后, 會發(fā)生什么變化呢?借助圖7.3.5所示并聯(lián)LC回路阻抗的幅頻特性和相頻特性將輸入視為電流信號, 輸出視為電壓信號, 討論三種不同情況：（1） 若LC回路中心角頻率恒定為0, 輸入載波的角頻率c=0, 則稱回路處于諧振狀態(tài), 輸出載波信號的頻率不變, 相移為零。 57（2） 若LC回路中心角頻率仍恒定為0, 輸入是載頻c=0的等幅單頻調(diào)頻電流信號單頻調(diào)頻電流信號, 瞬時角頻偏為mcost, 則回路處于失諧狀態(tài), 如圖

34、(a)所示。 Z()ZZmZ()00mc()0m()0(a)(b)c58由于0附近的幅頻特性曲線較平坦，故阻抗的幅值變化Z不大，最大變化量為Zm。 若令輸入電流振幅恒定為I， 則輸出電壓振幅就不是恒定的了， 所產(chǎn)生的最大變化量為Um=ZmI。 （頻-幅轉(zhuǎn)換）0附近的相頻特性曲線較陡峭， 故產(chǎn)生的相移變化很大， 最大變化量為m， 即輸出電壓的相位與輸入電流的相位不同， 有一個最大相移為m的相位差。（頻-相轉(zhuǎn)換）59（3） 與情況（2）相反, 若輸入是角頻率恒定為c的載波信號, LC回路的中心角頻率回路的中心角頻率(t)發(fā)生變化發(fā)生變化, 滿足(t)=0+m cost, 且0=c, 如圖7.3.5

35、(b)所示, 顯然, 回路也處于失諧狀態(tài)， 不過是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產(chǎn)生的。這時輸出電壓的振幅變化與相位變化與情況（2）完全相似。情況（2）、 （3）下的LC回路均稱為失諧回路。 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)用于調(diào)相屬于第（3）種情況。60圖 7.3.5 LC回路中心角頻率(t)與輸入 信號中心角頻率c相互變化關(guān)系Z()ZZmZ()00mc()0m()0(a)(b)c61分析輸出信號的相移表達(dá)式 ： 參照相同情況下LCj回路中心角頻率表達(dá)式(7.3.1)和(7.3.3), 20001( )(1cos)(1cos)2( )njtmtLCnmtt 因為輸入載波角頻率c=0， 所以瞬時角頻率差為

36、0( )( )cos2cnttmt(7.3.7) （m較?。? ) t62對LC并聯(lián)諧振回路, 當(dāng)失諧不大時, 回路輸出電壓與輸入電流的相位差可近似表示為01( )( )arctanarctan2eCtLtQg 當(dāng)變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的可變中心角頻率(t)對于輸入載波角頻率c失諧不大時, 二者之間的相位差, 也就是載波信號通過相移網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移可用式(7.3.8)近似表示。式中， Qe是LCj回路有載品質(zhì)因數(shù)。當(dāng)|(t)|/6時, 有近似式： 0( )( )2ettQ (7.3.8) 其中 用 代入, 于是求得 (7.3.9)( )coscoseptnmQtMt （1.1.10）（1.1.16）

37、（1.1.18）0cos2nmt( ) t注意： 與調(diào)制信號頻率無關(guān)peMnmQ63變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) 能夠?qū)崿F(xiàn)線性調(diào)相 受回路相頻特性非線性的限制, 必須滿足Mp/6, 調(diào)制范圍很窄, 屬窄帶調(diào)相。 增大調(diào)相指數(shù)增大調(diào)相指數(shù)多個相移網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)多個相移網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)64圖 7.3.6 三級單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)組成的間接調(diào)頻電路L22 k0.022 L22 k0.022 CL22 k0.022 470 k47 k5 4 V調(diào) 制 信 號u(t)載 波ue(t)470 k5 p1 p1 p5 puo(t)可產(chǎn)生的最大相偏為/2。 22 k可調(diào)電阻調(diào)節(jié)各回路的Qe值, 使三個回路產(chǎn)生相同的相移。470

38、k電阻和3個并聯(lián)0.022F電容組成積分電路。 （ ）調(diào)制信號u(t)經(jīng)過5 F電容耦合后輸入積分電路, 0.022 F電容上的輸出積分電壓控制變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化, 回路電感L對于低頻積分電壓可視為短路。 31RCms65第七章實驗電路662. 擴(kuò)展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法*由 , 調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)Mp受到變?nèi)莨軈?shù)和回路相頻非線性特性的限制。而調(diào)相信號的最大頻偏fm又與Mp成正比, 故fm也受到限制。 因此, 間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響, 也受到限制。這與直接調(diào)頻電路最大相對線性頻偏受限制不一樣。 為了擴(kuò)展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏, 同樣可以采用倍頻和混頻的

39、方法。（見例7.2）( )coscoseptnmQtMt 67【例7.2】 已知調(diào)制信號頻率范圍為40 Hz15 kHz, 載頻為90 MHz, 若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75 kHz的調(diào)頻信號, 其中調(diào)相電路Mp=0.5/6, 如何實現(xiàn)?解： (1) 若單獨進(jìn)行調(diào)相：最大相偏Mp與調(diào)制頻率無關(guān)。Mp=0.5的調(diào)相電路對于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的, 分別為: fmmin=M pFmin=0.540=20 Hz fmmax=M pFmax=0.515k=7.5 kHz68fmmfpk UfMMF (7.3.10) 此時的實際最大相偏 與調(diào)制頻率成

40、反比。 但調(diào)相電路的最大相偏 與調(diào)制頻率無關(guān)，只與調(diào)制信號的幅度有關(guān)。產(chǎn)生問題：在間接調(diào)頻電路中，最大相偏是否與調(diào)制信號頻率有關(guān)？pMpM(2) 若采用調(diào)相方式的間接調(diào)頻： 直接調(diào)頻的最大相偏 Mf與調(diào)制頻率有關(guān)（反比）間接調(diào)頻產(chǎn)生調(diào)頻信號的最大相偏 Mf 就應(yīng)該是內(nèi)部調(diào)相電路實際最大相偏 , 有pM69 u2即為輸入調(diào)相電路的信號, 因此有 112221sinsin, mmmmUUutUtUF1211122pmppmpmpmmpk UMk UFk Uk UfM FFF 設(shè)輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號為 u1=Um1cost經(jīng)增益為1的積分電路輸出后，可見, 由于各調(diào)制分量經(jīng)過積分電路后,

41、振幅減小, 且減小后的振幅與頻率成反比, 故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路中所獲得的實際最大相偏電路中所獲得的實際最大相偏Mp 不一樣不一樣。 (7.3.11) 70若各調(diào)制分量振幅相同，均為Um1， 則只有最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的Mp最大。 因為只有Fmin分量才能獲得0.5這一實際最大相偏, 故由式(7.3.10)可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏為 fm=Mp Fmin=0.540=20 Hz其余調(diào)制頻率分量雖然獲得Mp的都小于0.5但根據(jù)7.3.11式，它們獲得的最大頻偏都是20Hz1211122pmppmpmpmmpk UMk UFk Uk UfM

42、FFF (7.3.11) （此例說明：間接調(diào)頻與直接調(diào)頻一樣，最大頻偏與調(diào)制信號頻率無關(guān)，最大相偏與調(diào)制信號成反比）71(3) 因為間接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20 Hz的調(diào)頻信號, 與要求75 kHz相差甚遠(yuǎn)。方案A：在較低載頻fc1上進(jìn)行調(diào)頻, 然后用倍頻方法同時增大載頻與最大頻偏。 題目中所要求的相對頻偏為3675 10190 101200mcff故fc1=201200=24 kHz。（采用倍頻：放大75k/20=375倍） （倍頻可以使載頻和最大頻偏同時增加相同的倍數(shù)）72 圖例7.2 晶 振調(diào) 相電 路四 倍頻 器四 倍頻 器四 倍頻 器四 倍頻 器混 頻電 路四 倍頻 器四 倍頻

43、 器積 分電 路ucuFM1fc1 120 kHzfc1 120 kHzfm1 18.3 kHzuuLfL 36.345 kHzfc3 5.625 MHzfm3 4.685 kHzuFMfc1 90 MHzfm1 75 kHzfc2 30.72 MHzfm2 4.685 kHz方案B：24 kHz作為載頻太低, 因此可采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法。 方案如圖例7.2所示。 （倍頻可以使載頻和最大頻偏同時增加相同的倍數(shù) 混頻可以改變載頻，但不改變最大頻偏）Hz73首先用間接調(diào)頻電路在120 kHz載頻上產(chǎn)生fm1=18.3 Hz (Mp=0.46)的調(diào)頻信號 然后經(jīng)過四級四倍頻電路, 可得到載頻為

44、30.72 MHz, fm2=4.685 kHz的調(diào)頻信號再和fL=36.345 MHz的本振進(jìn)行混頻, 得到載頻為5.625 MHz, 最大頻偏仍為4.685 kHz的調(diào)頻信號最后經(jīng)過兩級四倍頻電路, 就能得到載頻為90 MHz, fm=75 kHz的調(diào)頻信號了。 74【例7.3】 在圖7.3.6所示三級單回路變?nèi)莨荛g接調(diào)頻電路中, 已知變?nèi)莨軈?shù)n=3, UB=0.6 V, 回路有載品質(zhì)因數(shù)Qe=20, 調(diào)制信號u(t)頻率范圍為3004000 Hz, 若每級回路所產(chǎn)生的相移不超過/6, 試求調(diào)制信號最大振幅Um和此電路產(chǎn)生的最大線性頻偏fm。 解： 由圖可知, 積分電路輸出信號(即變?nèi)莨?/p>

45、上的調(diào)制電壓)為01( )( )tiu tudRC75根據(jù)例7.2中分析可知, 只有最小調(diào)制頻率分量才能獲得最大的調(diào)相指數(shù)。 在本題中,只有300 Hz分量才能獲得/6的最大相移, 所以在此對300 Hz單頻調(diào)制表達(dá)式u(t)=Umcosmint進(jìn)行分析, 有minminmin( )sinsinmjimUu ttUtRCi即：Um =RCminUim其中積分電阻R=470 k, 積分電容C是三個0.022F電容并聯(lián), min=2300 rads。 76從圖上可以看到, 變?nèi)莨苤绷髌珘篣Q=4 V, 故電容調(diào)制度為4.6imimBQUUmUU從而可求得單級回路調(diào)相指數(shù)為 604.6impeUMn

46、mQ因為必須滿足Mp/60.52， 故 Uim0.04 V77所以調(diào)制信號振幅為 Um =RCminUim =47010330.02210-62300Uim =58.44Uim58.440.04=2.34 V 三級回路產(chǎn)生的總最大頻偏為 fm=3M pFmin=30.52300=468 Hz從此題的結(jié)果可以看到, 雖然采用了三級相移網(wǎng)絡(luò), 但產(chǎn)生的最大頻偏仍然很小, 僅為468 Hz。 這是間接調(diào)頻的缺點。 78作業(yè)：7.2，7.3，7.5，7.9（1）下周一請帶實驗指導(dǎo)書79 7.4 鑒鑒 頻頻 電電 路路 一、鑒頻電路的主要性能指標(biāo) 1. 鑒頻線性特性 鑒頻電路輸出低頻解調(diào)電壓與輸入調(diào)頻信

47、號瞬時頻偏的關(guān)系稱為鑒頻特性, 理想的鑒頻特性應(yīng)是線性的。 實際電路的非線性失真應(yīng)該盡量減小。 2. 鑒頻線性范圍 由于輸入調(diào)頻信號的瞬時頻率是在載頻附近變化, 故鑒頻特性曲線位于載頻附近, 其中線性部分大小稱為鑒頻線性范圍。 3. 鑒頻靈敏度 在鑒頻線性范圍內(nèi), 單位頻偏產(chǎn)生的解調(diào)信號電壓的大小稱為鑒頻靈敏度Sd。80二、鑒頻原理方法1：斜率鑒頻斜率鑒頻將調(diào)頻信號通過頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)幅信號（瞬時頻率和振幅中都含有與調(diào)制信號電壓成正比的高頻已調(diào)波信號）, 然后利用包絡(luò)檢波的方式取出調(diào)制信號。 方法2：相位鑒頻相位鑒頻將調(diào)頻信號通過頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)相信號（瞬時頻率和瞬時相位中都含有與

48、調(diào)制信號電壓成正比的高頻已調(diào)波信號）, 然后利用鑒相方式取出調(diào)制信號。頻 幅 轉(zhuǎn)換 網(wǎng) 絡(luò)包 絡(luò) 檢 波uFMuFM-AMu(a)頻 相 轉(zhuǎn)換 網(wǎng) 絡(luò)鑒 相uFMuFM-AMu(b)圖 7.2.6 鑒頻原理圖UFM-PM81常用：乘積鑒相（正交乘積鑒相） 載 波提 取90相 移乘 法 器低 通濾 波 器uPMuruo1cos()sin2rmcrmcuUtUt cos( )cos( )PMcmcpcmcuUtk utUtt三、鑒相原理cos( )sinsin( )sin2( )2oPMrcmrmcccmrmcukuukU UtttkU Uttt 用低通濾波器取出uo中的低頻分量， 即1sin(

49、)( )22( )( )( )26cmrmcmrmocmrmpkU UkU UuttkU U kututt(7.2.15)注意：乘法器的輸入存在90o固定相差及隨調(diào)制變化的瞬時相偏即可(如：相位鑒頻)82 例如：設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號為 110cos( )tcfuUtkud與u1存在90o固定相差及隨調(diào)制變化的瞬時相偏調(diào)頻-調(diào)相信號：2210210cos( )2sin( )tcftcfuUtkudUtkud 1( )( )tut其中12312110sin()sin 22( )2tcfkU Uuku utkud 121sin2okUUu當(dāng)|1|/6時,12121212feeocckk UU QkUU

50、kUU Quu其中低頻分量為 831、LC并聯(lián)回路的頻相轉(zhuǎn)換頻相轉(zhuǎn)換特性調(diào)頻信號（載頻c=0，瞬時角頻偏為mcost ）通過參數(shù)恒定的LC回路（恒定為0 ）后, 其振幅和相位都發(fā)生了變化。 四、 相位鑒頻Z()ZZmZ()00mc()0m()0(a)(b)c842、90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)考慮到正交乘積鑒相的需要, 為了獲得90的固定相移, 可以在LC并聯(lián)回路輸入端串聯(lián)一個小電容C1, 整個頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)可看作是一個分壓網(wǎng)絡(luò), 如圖7.4.1(a)所示。 LRCC1uiu2(a)Q22Q2 Q10(b)圖 7.4.1 90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)及其相頻特性u185LRCC1uiu2(a)Q22Q2 Q10(b)1

51、111()111()ppj C Zj C RH jj C ZjRCCL 電壓傳輸函數(shù)211()1ppZuH juZj CpZ是LCR并聯(lián)回路的等效阻抗。11111()1()ppRZYjCjRCRLL00011, , ()eRQLL CC令10()12/ej C RH jj Q 86 于是可得到網(wǎng)絡(luò)的相移函數(shù)為102( )( )arctan( )22eQttt若|1(t)|/6, 有102( )( )eQtt (7.4.1)設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號的相位為 0( )( )sinticfcfttkudtMt 則在c=0的情況下, 輸出信號的相位為2( )( )( )( )sin2efoicfcQ k u

52、tttttMt (7.4.2)872( )( )( )2efoicQ k utttLRCC1uiu2(a)Q22Q2 Q10(b)輸出信號與輸入信號相比 產(chǎn)生了90固定相移 產(chǎn)生與調(diào)制信號與調(diào)制信號u(t)成正比的瞬時相成正比的瞬時相移移稱此網(wǎng)絡(luò)為90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。 輸出是一個調(diào)頻調(diào)相信號。 在=0附近，頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的相頻特性曲線近似為直線, 線性頻相轉(zhuǎn)換范圍為/6。 受網(wǎng)絡(luò)幅頻特性影響, 輸出信號振幅不再是等幅信號 883、 相位鑒頻電路 相位鑒頻利用頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻調(diào)相信號, 然后經(jīng)過鑒相器(相位檢波器)取出原調(diào)制信號。雙差分正交移相式鑒頻器 (圖7.4.7) ：l 90頻

53、相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)l 雙差分乘積鑒相器89LCR150 p10 k0.01 C15.1 p3 kV2200V3u2V4V5V6Rcu3UCC(12 V)低 通濾波器uo8 k45050uFMu42.5 kV90.01 u5V1u1V7V8偏置調(diào)頻信號經(jīng)V1射隨后, 一路是大信號u1從V7單端輸入, 另一路是小信號u4經(jīng)C1、 L、 C和R組成的90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)后得到調(diào)頻調(diào)相信號u5, 再經(jīng)V2射隨后得到u2, 從V3、 V6的基極雙端輸入, V4、 V5的基極是固定偏置。 90 設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號為 110cos( )tcfuUtkud經(jīng)90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)輸出調(diào)頻-調(diào)相信號：2210210c

54、os( )2sin( )tcftcfuUtkudUtkud 1( )( )tut其中12312110sin()sin 22( )2tcfkU Uuku utkud 121sin2okUUu當(dāng)|1|/6時,12121212feeocckk UU QkUUkUU Quu其中低頻分量為 91五、 斜率鑒頻電路1、 LC并聯(lián)回路的并聯(lián)回路的頻幅轉(zhuǎn)換頻幅轉(zhuǎn)換特性特性由圖7.3.5(a)可知, 當(dāng)調(diào)頻信號中心角頻率c與LC并聯(lián)回路中心角頻率0相同時, 工作頻率所處的網(wǎng)絡(luò)幅頻特性曲線較平坦, 對輸入調(diào)頻信號的振幅變化影響不大， 而且是非單調(diào)性變化。 為取得較好的線性轉(zhuǎn)換特性, 可將c置于幅頻特性曲線下降段線

55、性部分中點, 如圖7.4.2中的A點, 顯然, 與A點對稱的B點也可以。 （注意， A、 B兩點處曲線的斜率不一樣） 為了方便起見， 圖 7.4.2 中回路阻抗幅頻特性的縱軸參量表示為電壓振幅U。 92圖 7.4.2 頻幅轉(zhuǎn)換原理圖 U()BAct(t)U(t)Um()t93設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號為0( )cos( )tFMcmcfutUtkud回路幅頻特性曲線在A點處的斜率即為頻幅轉(zhuǎn)換靈敏度:U和分別是線性范圍內(nèi)的振幅變化量和角頻率變化量。 由圖7.4.2可寫出輸出信號振幅表達(dá)式 Um(t)=Um0+Sm(t)=Um0+Smkfu(t) (7.4.4)d/d/mSUU 可見， 輸出是一個調(diào)頻調(diào)幅信號。 由于此工作頻段對應(yīng)回路相頻特性曲線的非線性部分, 故引起的相