第7章 高頻電路

1、1第第7章章 模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路模擬角度調(diào)制與解調(diào)電路 (非線性頻率變換電路非線性頻率變換電路) 7. 概述概述 7. 角度調(diào)制與解調(diào)原理角度調(diào)制與解調(diào)原理 7. 調(diào)頻電路調(diào)頻電路 7. 鑒頻電路鑒頻電路 27.1 概概 述述 模擬頻率調(diào)制頻率調(diào)制(調(diào)頻制調(diào)頻制)和相位調(diào)制相位調(diào)制(調(diào)相制調(diào)相制)合稱為模擬角角度調(diào)制度調(diào)制(簡稱調(diào)角)。 調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)在時(shí)域特性、 頻譜寬度、 調(diào)制與解調(diào)的原理和實(shí)現(xiàn)方法等方面都有密切的聯(lián)系 相位是頻率的積分, 故頻率的變化必將引起相位的變化, 反之亦然在模擬通信方面, 調(diào)頻制比調(diào)相制更加優(yōu)越, 故大都采用調(diào)頻制。 3模擬角度調(diào)制與解調(diào)屬于非線性頻率變換

2、非線性頻率變換，電路實(shí)現(xiàn)比調(diào)幅要困難。與振幅調(diào)制比較：優(yōu)勢：抗干擾抗干擾劣勢：更多的帶寬、電路復(fù)雜更多的帶寬、電路復(fù)雜 本次課請(qǐng)注意：1、調(diào)角信號(hào)的頻偏、相偏、調(diào)制指數(shù)2、調(diào)角信號(hào)的帶寬 47.2 角度調(diào)制與解調(diào)原理角度調(diào)制與解調(diào)原理7.2.1 調(diào)角信號(hào)的時(shí)域特性 1. 調(diào)頻信號(hào) 設(shè)高頻載波為 uc=Ucmcosct, 調(diào)制信號(hào)為 u(t), 則調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率為 (t)=c+kfu(t) 瞬時(shí)相位為00( )( )( )ttcftdtkud kf為比例系數(shù)，表示單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的角頻率偏移量 5調(diào)頻信號(hào)0cos( )tFMcmcfuUtkud(7.2.1) 6調(diào)頻信號(hào)0cos( )tFM

3、cmcfuUtkud(7.2.1) 上式表明：1、調(diào)頻信號(hào)的振幅恒定, 瞬時(shí)角頻率是在固定的載頻上疊加一個(gè)與調(diào)制信號(hào)電壓成正比的角頻率偏移(簡稱角頻偏) 2、瞬時(shí)相位是在隨時(shí)間變化的載波相位c(t)=ct上疊加了一個(gè)與調(diào)制電壓積分成正比的相位偏移(簡稱相偏)0( )( )tftkud( )( )ftk ut7其最大角頻偏m調(diào)頻指數(shù)(最大相偏)Mf為：max( )mfk ut0max( )tffMkud8 假設(shè)調(diào)制信號(hào)是單頻信號(hào), 即 u(t)=Umcost 則由式(7.2.1)可寫出相應(yīng)的調(diào)頻信號(hào)， 即(7.2.3) cos(sin)cos(sin)fmFMcmccmcfk UuUttUtMt

4、92. 調(diào)相信號(hào) 設(shè)高頻載波為 uc=Ucmcosct, 調(diào)制信號(hào)為 u(t), 則調(diào)相信號(hào)的瞬時(shí)相位為 (t)=ct+kpu(t) 瞬時(shí)角頻率為( )( )( )cpdtduttkdtdt調(diào)相信號(hào)為 (7.2.4)kp為比例系數(shù)，表示單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的相位偏移cos( )PMcmcfuUtk ut10 公式表明：1、調(diào)相信號(hào)的振幅恒定, 瞬時(shí)相位是在隨時(shí)間變化的載波相位c(t)=ct上疊加了一個(gè)與調(diào)制電壓成正比的相偏 2、瞬時(shí)角頻率是在固定載頻上疊加了一個(gè)與調(diào)制電壓的導(dǎo)數(shù)成正比的角頻偏最大角頻偏m定義為:調(diào)相指數(shù)(最大相偏)Mp定義為:( )( )pduttkdtmax( )PpMk utm

5、ax( )mpdutkdt( )( )ptk utcos( )PMcmcfuUtk ut11若調(diào)制信號(hào)是單頻信號(hào), 即u(t)=Umcost, 由式(7.2.4)可寫出相應(yīng)的調(diào)相信號(hào)， 即 uPM =Ucmcos(ct+kpUm cost) =Ucm cos(ct+Mp cost) (7.2.6)123. 調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)時(shí)域特性的比較調(diào)制信號(hào)分別為單頻正弦波和三角波tucutttuFMuPMPMFMttttPMFMucuuFMuPMtttt(a)(b) FMPM13根據(jù)它們的時(shí)域表達(dá)式和波形可以得出以下幾點(diǎn)結(jié)論。1、調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的相同之處在于: (1) 等幅信號(hào)。 (2) 頻率和相位

6、都隨調(diào)制信號(hào)而變化, 均產(chǎn)生頻偏與相偏， 成為疏密波形。 正頻偏最大處，波形最密；負(fù)頻偏最大處，波形最疏。2、調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)的區(qū)別在于:二者的頻率和相位隨調(diào)制信號(hào)變化的規(guī)律不一樣, 但由于頻率與相位是微積分關(guān)系, 故二者是有密切聯(lián)系的。 (1)例如， 對(duì)于調(diào)頻信號(hào)來說， 調(diào)制信號(hào)電平最高處對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)正頻偏最大， 波形最密； 對(duì)于調(diào)相信號(hào)來說， 調(diào)制信號(hào)電平變化率（斜率）最大處對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)正頻偏最大， 波形最密。14 (2) 調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率有關(guān)與調(diào)制頻率有關(guān), 最大頻偏與調(diào)制頻率最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān)無關(guān)。調(diào)相信號(hào)的最大頻偏與調(diào)制頻率有關(guān)調(diào)相信號(hào)的最大頻偏與

7、調(diào)制頻率有關(guān), 調(diào)相指數(shù)調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制與調(diào)制頻率無關(guān)頻率無關(guān)。 表7.2.1 單頻調(diào)頻信號(hào)與單頻調(diào)相信號(hào)參數(shù)比較 15(3) 調(diào)頻信號(hào)的最大角頻偏mc (由于載頻c很高), 故m可以很大, 即調(diào)制范圍很大。 調(diào)相信號(hào)的最大相偏(調(diào)相指數(shù))Mp(由于相位以2為周期), 故調(diào)制范圍很小。 167.2.2 調(diào)角信號(hào)的頻譜調(diào)角信號(hào)可寫成統(tǒng)一的調(diào)角信號(hào)表達(dá)式， 即 (7.2.7)式中用調(diào)角指數(shù)M統(tǒng)一代替了Mf與Mp。 ( )cos(sin)cmcu tUtMtsin( )Re()cjtjMtcmu tUeesin()jMtjn tnneJM e20( 1) ()2()!()nnmnmMJMm nmJ

8、n(M)是宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)() ()() nnnJMnJMJMn為偶數(shù)為奇數(shù)17sin( )Re()Re()=()cos()ccjtjMtcmjtjn tcmnncmncnu tUeeUJM eeUJMtn t sin()jMtjn tnneJM e根據(jù)() ()() nnnJMnJMJMn為偶數(shù)為奇數(shù)又因?yàn)榭芍?1)調(diào)角信號(hào)由載頻和無窮多組上、 下邊頻組成, 這些頻率分量滿足cn, 振幅為Jn(M)Ucm ,n=0, 1, 2, 。 當(dāng)n為偶數(shù)時(shí), 兩邊頻分量振幅相同, 相位相同； 當(dāng)n為奇數(shù)時(shí), 兩邊頻分量振幅相同, 相位相反。18圖7.2.2給出了宗數(shù)為M的n階第一類貝塞

9、爾函數(shù)曲線, 表7.2.2給出了M為幾個(gè)離散值時(shí)的貝塞爾函數(shù)值。 圖 7.2.2 宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)曲線圖 n7n6Jn(M)1.00.80.60.40.200.20.401234567891011Mn0載波部分n1n2n3n4n52.4055.5208.68311.7919表7.2.2 貝塞爾函數(shù)表 20(4) 若調(diào)角信號(hào)振幅不變, M值變化, 則總功率不變, 但載頻與各邊頻分量的功率將重新分配。 對(duì)于任何M值，均有 。 2()1nnJM(3) 隨著M值的增大, 具有較大振幅的邊頻分量數(shù)目增加, 載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢, 在個(gè)別地方(如M=2.405, 5.520時(shí)), 載頻

10、分量為零。 (2) 各邊頻分量振幅值與對(duì)應(yīng)階貝塞爾函數(shù)成正比。當(dāng)M確定后, 各邊頻分量振幅值不是隨n單調(diào)變化。 21調(diào)角是一種非線性頻率變換過程(完全不同于調(diào)幅)調(diào)角的逆過程, 角度解調(diào)也是一種非線性頻率變換過程對(duì)于由眾多頻率分量組成的一般調(diào)制信號(hào)來說調(diào)角信號(hào)的總頻譜并非僅僅是調(diào)制信號(hào)中每個(gè)頻率分量單獨(dú)調(diào)制時(shí)所得頻譜的組合, 而且另外又新增了許多頻率分量。 例如, 若調(diào)制信號(hào)由角頻率為1、 2的兩個(gè)單頻正弦波組成, 則對(duì)應(yīng)調(diào)角信號(hào)的頻率分量不但有cn1和cn2, 還會(huì)出現(xiàn)cn1p2, n、 p=0, 1, 2, 。 22 7.2.3 調(diào)角信號(hào)的帶寬 調(diào)角信號(hào)的頻譜特點(diǎn)（1）理論上它的頻帶無限寬

11、（2）實(shí)際上具有較大振幅的頻率分量還是集中在載頻附近, 且上下邊頻在振幅上是對(duì)稱的。23當(dāng)M1時(shí)(工程上只需M0.25), 即對(duì)于窄帶調(diào)角信號(hào)窄帶調(diào)角信號(hào), 有近似公式 cos(M sint)1, sin(M sint)M sintcoscos()cos() 22cmcccMMUttt(7.2.10) 此時(shí)的頻譜由載頻和一對(duì)振幅相同、 相位相反的上下邊頻組成, 帶寬為 BW=2F (7.2.11) ( )cos(sin)cos(sin)cossin(sin)sincossinsincmccmcccmccu tUtMtUMttMttUtMtt24對(duì)于非窄帶調(diào)角信號(hào)，從表7.2.2中可以看出, M

12、+1以上各階邊頻的振幅均小于調(diào)角信號(hào)振幅的10%, 故可以忽略25對(duì)于非窄帶調(diào)角信號(hào)非窄帶調(diào)角信號(hào), 通常定義有效帶寬(簡稱帶寬)為 BW=2(M+1)F (7.2.12) 對(duì)于一般調(diào)制信號(hào)形成的調(diào)角波, 采用其中最高調(diào)制角頻率, 代入式(7.2.11)或(7.2.12), 可以求得頻帶寬度。 設(shè)調(diào)頻廣播中調(diào)制頻率為20Hz15kHz，調(diào)頻指數(shù)M=5，頻帶寬度為：180kHz。26【例7.1】 已知音頻調(diào)制信號(hào)的最低頻率Fmin=20 Hz, 最高頻率Fmax=15 kHz, 若要求最大頻偏fm=45 kHz, 求出相應(yīng)調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)Mf、 帶寬BW，畫出F=15 kHz時(shí)對(duì)應(yīng)的頻譜圖,

13、求帶寬內(nèi)各頻率分量的功率之和(假定調(diào)頻信號(hào)總功率為1 W),并求出相應(yīng)調(diào)相信號(hào)的調(diào)相指數(shù)Mp、 帶寬和最大頻偏。 解： 調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率成反比, 即Mf=m/=fm/F所以3maxmin45 10225020mffMFBW=2(3+1)15103=120 kHz3min3max45 10315 10mffMF27因?yàn)镕=15 kHz對(duì)應(yīng)的Mf=3, 從表7.2.2可查出J0(3)=-0.261, J1(3)=0.339, J2(3)=0.486, J3(3)=0.309, J4(3)=0.132, 由此可畫出對(duì)應(yīng)調(diào)頻信號(hào)帶寬內(nèi)的頻率幅度譜, 共9條譜線, 如圖例7.1所示。28

14、J0(3)=-0.261, J1(3)=0.339, J2(3)=0.486, J3(3)=0.309, J4(3)=0.132調(diào)頻信號(hào)是等幅波， 故單位負(fù)載情況下功率Po與振幅Ucm的關(guān)系式為Po=U2cm/2。由于調(diào)頻信號(hào)總功率為1 W, 所以 帶寬內(nèi)功率之和 = 2cmUV222240142201(3)(3)222(3)2(3)0.996cmncmnnnJUJUJJW29調(diào)相信號(hào)的最大頻偏是與調(diào)制信號(hào)頻率成正比的, 為了保證所有調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)的最大頻偏不超過45 kHz, 故除了最高調(diào)制頻率外, 其余調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)的最大頻偏必然小于45 kHz。3max3max45 10315 10mpfM

15、F 所以 BW=2(3+1)15103=120 kHz由以上結(jié)果可知, 若調(diào)相信號(hào)最大頻偏限制在45 kHz以內(nèi), 則帶寬仍為120 kHz, 與調(diào)頻信號(hào)相同。調(diào)相信號(hào)的調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制頻率無關(guān)，各調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)的最大頻偏變化很大, 最低調(diào)制頻率20Hz所對(duì)應(yīng)的最大頻偏： fm min=M pFmin=320=60 Hz30最大頻偏與帶寬最大頻偏與帶寬最大頻偏與帶寬是兩個(gè)容易混淆的概念。最大頻偏最大頻偏調(diào)角信號(hào)瞬時(shí)頻率偏離載頻的最大值 例如在例7.1中最大頻偏是45 kHz， 若載頻為100 MHz, 則調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻率的變化范圍為99.955100.045 MHz。帶寬帶寬調(diào)角信號(hào)頻譜分量的

16、有效寬度 對(duì)于窄帶和非窄帶調(diào)角信號(hào), 分別按照式(7.2.11)、 (7.2.12)定義, 帶寬內(nèi)頻率分量的功率之和占總功率的90%以上 如例7.1中15 kHz分量帶寬為120 kHz。 非窄帶調(diào)頻信號(hào)最大頻偏非窄帶調(diào)頻信號(hào)最大頻偏fm與帶寬與帶寬BW的關(guān)系為的關(guān)系為 BW=2(fm+F) (7.2.13)31由式(7.2.13)可知, 帶寬大致由最大頻偏所決定。 對(duì)于調(diào)頻方式來說 最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān)最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān), 因此每個(gè)調(diào)制頻率分量都可以充分利用帶寬, 獲得最大頻偏。 調(diào)頻指數(shù)調(diào)頻指數(shù)Mf可以做得很大可以做得很大，較低調(diào)制頻率分量還可以獲得更大的調(diào)頻指數(shù)(如20 Hz分量的

17、調(diào)頻指數(shù)高達(dá)2250), 故具有很好的抗干擾性。 對(duì)于調(diào)相方式來說 最大頻偏與調(diào)制頻率成正比最大頻偏與調(diào)制頻率成正比。除了最高調(diào)制頻率分量外, 其余調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏均越來越小(fm=MpF), 例如20 Hz分量的最大頻偏僅60 Hz, 所以不能充分利用系統(tǒng)帶寬。 所有調(diào)制頻率分量的所有調(diào)制頻率分量的Mp都相同都相同, 且不可能很大且不可能很大（Mp）, 故抗干擾性不大好。Mf越大，抗干擾性越強(qiáng)，這是用增加帶寬的代價(jià)來換取的越大，抗干擾性越強(qiáng)，這是用增加帶寬的代價(jià)來換取的32 7.2.4 調(diào)角信號(hào)的調(diào)制原理1. 調(diào)頻原理 實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)制的方式：直接調(diào)頻間接調(diào)頻 (1) 直接調(diào)頻。 根據(jù)

18、調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率隨調(diào)制信號(hào)成線性變化這一基本特性, 可以將調(diào)制信號(hào)作為壓控振蕩器壓控振蕩器的控制電壓, 使其產(chǎn)生的振蕩頻率隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律而變化, 壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率。 顯然, 這是實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的最直接方法, 故稱為直接調(diào)頻。 33(2) 間接調(diào)頻。 若先對(duì)調(diào)制信號(hào)u(t)進(jìn)行積分, 得到 , 然后將u1(t)作為調(diào)制信號(hào)對(duì)載頻信號(hào)進(jìn)行調(diào)相, 則由式(7.2.4)可得到10( )( )tu tud10( )cos( )cos( )tcmcpcmcpu tUtk u tUtkud 參照式(7.2.1)可知, 對(duì)于u(t)來說, 上式是一個(gè)調(diào)頻信號(hào)表達(dá)式。 因此, 將調(diào)制信號(hào)積分后調(diào)相,

19、 是實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的另外一種方式, 稱為間接調(diào)頻。 或者說,間接調(diào)頻是借用調(diào)相的方式來實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的。積 分 器相 位調(diào) 制 器u(t)uFM(t) 圖 7.2.3 間接調(diào)頻原理圖 342. 調(diào)相原理實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制的基本原理是使角頻率為c的高頻載波uc(t)通過一個(gè)可控相移網(wǎng)絡(luò), 此網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移受調(diào)制電壓u(t)控制, 滿足=kpu(t)的關(guān)系, 所以網(wǎng)絡(luò)輸出就是滿足式(7.2.4)的調(diào)相信號(hào)了。 圖7.2.4給出了可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖。 圖 7.2.4 可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖 正 弦 波振 蕩 器可 控 相移 網(wǎng) 絡(luò)uPMucu35式(7.2.4)所示調(diào)相信號(hào)又可寫成cos( )cos( )cos(

20、)( )( )PMcmcppcmcccmcpdcuUtk utkUtutUtkutk ut 式中 其中， kd=-kp/c是一比例系數(shù)。 式(7.2.14)將調(diào)相信號(hào)表示為一個(gè)可控時(shí)延信號(hào)可控時(shí)延信號(hào), 時(shí)延與調(diào)制電壓u(t)成正比。 可見, 時(shí)延與相移本質(zhì)上是一樣的時(shí)延與相移本質(zhì)上是一樣的。 所以, 將圖7.2.4中的可控相移網(wǎng)絡(luò)改為可控時(shí)延網(wǎng)絡(luò), 也可實(shí)現(xiàn)調(diào)相。 (7.2.14)36 7.3.1 調(diào)頻電路的主要性能指標(biāo)1. 調(diào)頻特性調(diào)頻特性調(diào)頻電路輸出信號(hào)的瞬時(shí)頻偏與調(diào)制電壓的關(guān)系稱為調(diào)頻特性。理想調(diào)頻特性應(yīng)該是線性線性的, 然而實(shí)際電路會(huì)產(chǎn)生一些非線性失真, 應(yīng)盡量設(shè)法使其減小。2. 最

21、大線性頻偏最大線性頻偏 實(shí)際電路的調(diào)頻特性從整體上看是非線性的, 其中線性部分能夠?qū)崿F(xiàn)的最大頻偏稱為最大線性頻偏。最大相對(duì)線性頻偏最大相對(duì)線性頻偏最大線性頻偏與載頻的比值3. 調(diào)頻靈敏度調(diào)頻靈敏度單位調(diào)制電壓變化產(chǎn)生的角頻偏稱為調(diào)頻靈敏度Sf, 即Sf=d/du。 在線性調(diào)頻范圍內(nèi), Sf相當(dāng)于式(7.2.1)中的kf。374. 載頻穩(wěn)定度載頻穩(wěn)定度 調(diào)頻電路的載頻(即中心頻率)穩(wěn)定性是接收電路能夠正常工作而且不會(huì)造成鄰近信道互相干擾的重要保證。 不同調(diào)頻系統(tǒng)對(duì)載頻穩(wěn)定度的要求是不同的, 如調(diào)頻廣播系統(tǒng)要求載頻漂移不超過2 kHz, 調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)要求載頻漂移不超過500 Hz。 387.3

22、.2 直接調(diào)頻電路 廣泛采用變?nèi)荻O管調(diào)頻電路變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 為了提高中心頻率穩(wěn)定度, 可以加入晶振, 但加入晶振后又會(huì)使最大線性頻偏減小。 采用倍頻和混頻措施可以擴(kuò)展晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的最大線性頻偏。 391. 變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 t0u u00CjCj(t)Cj(0)CjQUQUmt(a)(b)變?nèi)荻O管結(jié)電容:nBjjUuCC1)0(njQnQBjQjtmCUUuCC)cos1 (1結(jié)電容調(diào)制度1QBmUUUm()(cos)QQmuUuUUt (為變?nèi)葜笖?shù))nBQjjQUUCC1)0(40第4章討論的變?nèi)荻O管壓控振蕩器實(shí)際上就是一個(gè)變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 假定其振蕩回路僅包括一個(gè)

23、等效電感L和一個(gè)變?nèi)荻O管組成的等效電容Cj, 則在單頻調(diào)制信號(hào)u(t)=Umcost的作用下, 回路振蕩角頻率可參照式(4.5.2)寫成2211( )(1cos)(1)(1cos)nnccjjQntmtxLCLCmt(7.3.1) 其中， 是u=0時(shí)的振蕩角頻率, 即調(diào)頻電路中心角頻率, 是歸一化調(diào)制信號(hào)電壓, |x|1。 1/cjQLCcos/()BQxmtuUU41在式(7.3.1)中, 當(dāng)變?nèi)荻O管變?nèi)葜笖?shù)n=2時(shí), 有( )(1)(1)( )ccBQcBQutxUUutuUU故角頻偏為 (7.3.2) 2211( )(1cos)(1)(1cos)nnccjjQntmtxLCLCmt

24、這種情況稱為線性調(diào)頻, 無非線性失真。 情況情況1：cmmcBQUmUU最大線性頻偏？mBQUmUU 42當(dāng)n2時(shí), 式(7.3.1)可展開為2311( )1(1)(1)(2)22! 2 23! 2 22cnn nn nntxxx(7.3.3) 其中， 線性角頻偏線性角頻偏部分為 ( )22()ccBQnxnutuUU情況情況2：2211( )(1cos)(1)(1cos)nnccjjQntmtxLCLCmt2()2cmcmBQnUnmUU最大線性頻偏？mBQUmUU 43式(7.3.3)中右邊第三項(xiàng)及其以后各項(xiàng)一方面將產(chǎn)生與u的二次方及其以上各次方有關(guān)的角頻偏, 顯然這些將產(chǎn)生調(diào)制特性的非線

25、性失真； 另一方面還將使載頻產(chǎn)生一個(gè)附加偏移, 使載頻穩(wěn)定度降低。 非線性失真和載頻偏移隨著非線性失真和載頻偏移隨著m的增大以及的增大以及n與與2之間差值之間差值的增大而增大。的增大而增大。 由式(7.3.2)與(7.3.3)可以寫出統(tǒng)一的最大線性角頻偏表達(dá)式22()MccfBQnmnSUU和調(diào)頻靈敏度表達(dá)式 (7.3.4) (7.3.5)( )22()ccBQnxnutUU44上式說明上式說明, 當(dāng)當(dāng)n確定之后確定之后, 最大相對(duì)線性角頻偏最大相對(duì)線性角頻偏m/c與電與電容調(diào)制度容調(diào)制度m成正比。成正比。 雖然增大m會(huì)增加最大相對(duì)角頻偏, 但也會(huì)增加非線性失真和減小載頻穩(wěn)定度。 式(7.3.

26、4)還可寫成 2mcnm(7.3.6) 45變?nèi)荻O管會(huì)受高頻振蕩電壓的影響變?nèi)荻O管會(huì)受高頻振蕩電壓的影響在變?nèi)荻O管的直流偏壓上不僅加有低頻調(diào)制電壓, 而且疊加有回路中的高頻振蕩電壓, 變?nèi)荻O管的實(shí)際電容值會(huì)受到高頻振蕩的影響。QUQt0uCjQ0CjCjt圖 7.3.2 變?nèi)荻O管上疊加高頻振蕩電壓對(duì)結(jié)電容的影響 46實(shí)際電路采用變?nèi)荻O管作為部分電容接入回路作為部分電容接入回路（P94: 圖4.5.2）。 加在變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓對(duì)整個(gè)LC回路的影響減小, 故調(diào)頻電路的最大線性頻偏有所減小, 但非線性失真和各種因素引起的載頻不穩(wěn)定性也有所減小。采用了兩個(gè)相同變?nèi)荻O管背靠背連接(圖7.

27、3.1(a)電路)兩管抵消高頻振蕩電壓的影響47圖 7.3.1 兩個(gè)變?nèi)荻O管背靠背部分接入調(diào)頻電路 R31 kC315 PC210 PC41000 P輸 出L1000 PC333 P1000 PC6V1V2C9R4調(diào) 制 電 壓u1000 P偏 置 電 壓1000 PC6R24.3 kR14.3 k1000 PC71000 PC8UCC 12 VV1V2CbC2C3(a)(b)請(qǐng)根據(jù) 例4.6 (p94) 的方法，畫出晶體管直流偏置電路、高頻等效電路，以及變?nèi)荻O管的直流偏置電路、低頻控制回路c548不采用兩個(gè)變?nèi)荻O管背對(duì)背對(duì)接不采用兩個(gè)變?nèi)荻O管背對(duì)背對(duì)接在變?nèi)荻O管的直流偏壓上不僅加有

28、低頻調(diào)制電壓, 而且疊加有回路中的高頻振蕩電壓, 變?nèi)荻O管的實(shí)際電容值會(huì)受到高頻振蕩的影響。QUQt0uCjQ0CjCjt圖 7.3.2 變?nèi)荻O管上疊加高頻振蕩電壓對(duì)結(jié)電容的影響 49采用兩個(gè)變?nèi)荻O管對(duì)接采用兩個(gè)變?nèi)荻O管對(duì)接兩管對(duì)于高頻振蕩電壓來說是串聯(lián)的, 故加在每個(gè)管上的高頻振蕩電壓振幅減半，減小了高頻振蕩電壓的影響 (串聯(lián)分壓)。兩管上高頻振蕩電壓相位相反, 高頻電壓對(duì)兩管產(chǎn)生的結(jié)電容影響也正好相反。雖然對(duì)結(jié)電容產(chǎn)生的高頻影響不能完全抵消, 但也能抵消一部分。 對(duì)于直流偏壓和低頻調(diào)制電壓來說, 兩管是并聯(lián)關(guān)系, 故工作狀態(tài)不受影響。 缺點(diǎn)缺點(diǎn)調(diào)頻靈敏度有所降低, 因?yàn)閮勺內(nèi)莨艽?lián)

29、后總的結(jié)電容減半。 502. 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路* 在晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路中, 常采用晶振與變?nèi)荻O管串聯(lián)的方式, 例如圖4.5.3給出的一個(gè)例子。 晶體變?nèi)荻O管壓控振蕩器也可以看作是晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 正如第4章4.4、 4.5節(jié)所指出的, 晶振的頻率控制范圍很窄, 僅在串聯(lián)諧振頻率fs與并聯(lián)諧振頻率fp之間, 所以晶振調(diào)頻電路的最大相對(duì)頻偏fm/fc只能達(dá)到0.01%左右, 最大線性頻偏fm也就很小。 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的突出優(yōu)點(diǎn)是載頻(中心頻率)穩(wěn)定度高, 可達(dá)10-5左右, 因而在調(diào)頻通信發(fā)送設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。 為了增加最大線性頻偏, 即擴(kuò)展晶振的頻率控制范圍,

30、可以采用串聯(lián)或并聯(lián)電感的方法, 這在第4章4.5節(jié)已有詳細(xì)討論, 圖4.5.5也給出了有關(guān)電路圖, 故不再重復(fù)。513. 擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法*從式(7.3.6) 可以看到, 變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路的最大相對(duì)線性頻偏fm/fc受到變?nèi)莨軈?shù)的限制。 (1) 擴(kuò)展最大線性頻偏最直接方法擴(kuò)展最大線性頻偏最直接方法提高載頻提高載頻例如, 當(dāng)載頻為100 MHz時(shí), 即使最大相對(duì)線性頻偏僅0.01%, 最大線性頻偏也可達(dá)到10 kHz, 這對(duì)于一般語音通信也足夠了。 2mcnm52(2)進(jìn)一步擴(kuò)展最大線性頻偏進(jìn)一步擴(kuò)展最大線性頻偏倍頻和混頻倍頻和混頻 設(shè)調(diào)頻電路產(chǎn)生的單頻調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率

31、為 經(jīng)過n倍頻電路之后, 瞬時(shí)角頻率變成 可見， n倍頻電路可將調(diào)頻信號(hào)的載頻和最大頻偏同時(shí)擴(kuò)大 為原來的n倍, 但最大相對(duì)頻偏仍保持不變。 1coscoscfmcmk Utt21coscmnnnt 若將瞬時(shí)角頻率為2的調(diào)頻信號(hào)與固定角頻率3=(n+1)c的高頻正弦信號(hào)進(jìn)行混頻, 則差頻為 432coscmnt 53可見， 混頻能使調(diào)頻信號(hào)最大頻偏保持不變, 最大相對(duì)頻偏發(fā)生變化。 由直接調(diào)頻、 倍頻和混頻電路三者的組合可使產(chǎn)生的調(diào)頻信號(hào)的載頻不變, 最大線性頻偏擴(kuò)大為原來的n倍。 直接調(diào)頻電路混 頻電 路n倍頻電 路正弦波振蕩器1c mcost2 nc nmcost4c nmcost3( n

32、1)c圖 7.3.3 擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏原理圖 54 7.3.3 間接調(diào)頻電路間接調(diào)頻積分電路+調(diào)相電路 調(diào)相電路可控相移網(wǎng)絡(luò)積分電路RC積分器實(shí)現(xiàn)可控相移網(wǎng)絡(luò)變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)。 55圖 7.3.4 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) Cj0.001 R310 kR4100 k4.7 R115 k0.001 L0.001 R215 kLCj(a)(b)1. 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) 圖7.3.4給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)實(shí)用電路和高頻等效電路。 對(duì)高頻載波： 三個(gè)0.001F的小電容短路； 對(duì)低頻調(diào)制信號(hào)：三個(gè)0.001F的小電容開路, 4.7F電容短路。 載波輸入調(diào)制信號(hào)輸入9V調(diào)相波輸出56設(shè)調(diào)制信號(hào)

33、 u=Umcost 經(jīng)4.7F電容耦合到變?nèi)荻O管上, 則由電感L和變?nèi)荻O管組成的LCj回路的中心角頻率(t)將隨調(diào)制電壓而變化。 當(dāng)角頻率為c的載波信號(hào)通過這個(gè)LCj回路后, 會(huì)發(fā)生什么變化呢?借助圖7.3.5所示并聯(lián)LC回路阻抗的幅頻特性和相頻特性將輸入視為電流信號(hào), 輸出視為電壓信號(hào), 討論三種不同情況：（1） 若LC回路中心角頻率恒定為0, 輸入載波的角頻率c=0, 則稱回路處于諧振狀態(tài), 輸出載波信號(hào)的頻率不變, 相移為零。 57（2） 若LC回路中心角頻率仍恒定為0, 輸入是載頻c=0的等幅單頻調(diào)頻電流信號(hào)單頻調(diào)頻電流信號(hào), 瞬時(shí)角頻偏為mcost, 則回路處于失諧狀態(tài), 如圖

34、(a)所示。 Z()ZZmZ()00mc()0m()0(a)(b)c58由于0附近的幅頻特性曲線較平坦，故阻抗的幅值變化Z不大，最大變化量為Zm。 若令輸入電流振幅恒定為I， 則輸出電壓振幅就不是恒定的了， 所產(chǎn)生的最大變化量為Um=ZmI。 （頻-幅轉(zhuǎn)換）0附近的相頻特性曲線較陡峭， 故產(chǎn)生的相移變化很大， 最大變化量為m， 即輸出電壓的相位與輸入電流的相位不同， 有一個(gè)最大相移為m的相位差。（頻-相轉(zhuǎn)換）59（3） 與情況（2）相反, 若輸入是角頻率恒定為c的載波信號(hào), LC回路的中心角頻率回路的中心角頻率(t)發(fā)生變化發(fā)生變化, 滿足(t)=0+m cost, 且0=c, 如圖7.3.5

35、(b)所示, 顯然, 回路也處于失諧狀態(tài)， 不過是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產(chǎn)生的。這時(shí)輸出電壓的振幅變化與相位變化與情況（2）完全相似。情況（2）、 （3）下的LC回路均稱為失諧回路。 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)用于調(diào)相屬于第（3）種情況。60圖 7.3.5 LC回路中心角頻率(t)與輸入 信號(hào)中心角頻率c相互變化關(guān)系Z()ZZmZ()00mc()0m()0(a)(b)c61分析輸出信號(hào)的相移表達(dá)式 ： 參照相同情況下LCj回路中心角頻率表達(dá)式(7.3.1)和(7.3.3), 20001( )(1cos)(1cos)2( )njtmtLCnmtt 因?yàn)檩斎胼d波角頻率c=0， 所以瞬時(shí)角頻率差為

36、0( )( )cos2cnttmt(7.3.7) （m較小）( ) t62對(duì)LC并聯(lián)諧振回路, 當(dāng)失諧不大時(shí), 回路輸出電壓與輸入電流的相位差可近似表示為01( )( )arctanarctan2eCtLtQg 當(dāng)變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的可變中心角頻率(t)對(duì)于輸入載波角頻率c失諧不大時(shí), 二者之間的相位差, 也就是載波信號(hào)通過相移網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移可用式(7.3.8)近似表示。式中， Qe是LCj回路有載品質(zhì)因數(shù)。當(dāng)|(t)|/6時(shí), 有近似式： 0( )( )2ettQ (7.3.8) 其中 用 代入, 于是求得 (7.3.9)( )coscoseptnmQtMt （1.1.10）（1.1.16）

37、（1.1.18）0cos2nmt( ) t注意： 與調(diào)制信號(hào)頻率無關(guān)peMnmQ63變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) 能夠?qū)崿F(xiàn)線性調(diào)相 受回路相頻特性非線性的限制, 必須滿足Mp/6, 調(diào)制范圍很窄, 屬窄帶調(diào)相。 增大調(diào)相指數(shù)增大調(diào)相指數(shù)多個(gè)相移網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)多個(gè)相移網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)64圖 7.3.6 三級(jí)單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)組成的間接調(diào)頻電路L22 k0.022 L22 k0.022 CL22 k0.022 470 k47 k5 4 V調(diào) 制 信 號(hào)u(t)載 波ue(t)470 k5 p1 p1 p5 puo(t)可產(chǎn)生的最大相偏為/2。 22 k可調(diào)電阻調(diào)節(jié)各回路的Qe值, 使三個(gè)回路產(chǎn)生相同的相移。470

38、k電阻和3個(gè)并聯(lián)0.022F電容組成積分電路。 （ ）調(diào)制信號(hào)u(t)經(jīng)過5 F電容耦合后輸入積分電路, 0.022 F電容上的輸出積分電壓控制變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化, 回路電感L對(duì)于低頻積分電壓可視為短路。 31RCms65第七章實(shí)驗(yàn)電路662. 擴(kuò)展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法*由 , 調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)Mp受到變?nèi)莨軈?shù)和回路相頻非線性特性的限制。而調(diào)相信號(hào)的最大頻偏fm又與Mp成正比, 故fm也受到限制。 因此, 間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響, 也受到限制。這與直接調(diào)頻電路最大相對(duì)線性頻偏受限制不一樣。 為了擴(kuò)展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏, 同樣可以采用倍頻和混頻的

39、方法。（見例7.2）( )coscoseptnmQtMt 67【例7.2】 已知調(diào)制信號(hào)頻率范圍為40 Hz15 kHz, 載頻為90 MHz, 若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75 kHz的調(diào)頻信號(hào), 其中調(diào)相電路Mp=0.5/6, 如何實(shí)現(xiàn)?解： (1) 若單獨(dú)進(jìn)行調(diào)相：最大相偏Mp與調(diào)制頻率無關(guān)。Mp=0.5的調(diào)相電路對(duì)于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的, 分別為: fmmin=M pFmin=0.540=20 Hz fmmax=M pFmax=0.515k=7.5 kHz68fmmfpk UfMMF (7.3.10) 此時(shí)的實(shí)際最大相偏 與調(diào)制頻率成

40、反比。 但調(diào)相電路的最大相偏 與調(diào)制頻率無關(guān)，只與調(diào)制信號(hào)的幅度有關(guān)。產(chǎn)生問題：在間接調(diào)頻電路中，最大相偏是否與調(diào)制信號(hào)頻率有關(guān)？pMpM(2) 若采用調(diào)相方式的間接調(diào)頻： 直接調(diào)頻的最大相偏 Mf與調(diào)制頻率有關(guān)（反比）間接調(diào)頻產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)的最大相偏 Mf 就應(yīng)該是內(nèi)部調(diào)相電路實(shí)際最大相偏 , 有pM69 u2即為輸入調(diào)相電路的信號(hào), 因此有 112221sinsin, mmmmUUutUtUF1211122pmppmpmpmmpk UMk UFk Uk UfM FFF 設(shè)輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號(hào)為 u1=Um1cost經(jīng)增益為1的積分電路輸出后，可見, 由于各調(diào)制分量經(jīng)過積分電路后,

41、振幅減小, 且減小后的振幅與頻率成反比, 故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路中所獲得的實(shí)際最大相偏電路中所獲得的實(shí)際最大相偏Mp 不一樣不一樣。 (7.3.11) 70若各調(diào)制分量振幅相同，均為Um1， 則只有最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的Mp最大。 因?yàn)橹挥蠪min分量才能獲得0.5這一實(shí)際最大相偏, 故由式(7.3.10)可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏為 fm=Mp Fmin=0.540=20 Hz其余調(diào)制頻率分量雖然獲得Mp的都小于0.5但根據(jù)7.3.11式，它們獲得的最大頻偏都是20Hz1211122pmppmpmpmmpk UMk UFk Uk UfM

42、FFF (7.3.11) （此例說明：間接調(diào)頻與直接調(diào)頻一樣，最大頻偏與調(diào)制信號(hào)頻率無關(guān)，最大相偏與調(diào)制信號(hào)成反比）71(3) 因?yàn)殚g接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20 Hz的調(diào)頻信號(hào), 與要求75 kHz相差甚遠(yuǎn)。方案A：在較低載頻fc1上進(jìn)行調(diào)頻, 然后用倍頻方法同時(shí)增大載頻與最大頻偏。 題目中所要求的相對(duì)頻偏為3675 10190 101200mcff故fc1=201200=24 kHz。（采用倍頻：放大75k/20=375倍） （倍頻可以使載頻和最大頻偏同時(shí)增加相同的倍數(shù)）72 圖例7.2 晶 振調(diào) 相電 路四 倍頻 器四 倍頻 器四 倍頻 器四 倍頻 器混 頻電 路四 倍頻 器四 倍頻

43、 器積 分電 路ucuFM1fc1 120 kHzfc1 120 kHzfm1 18.3 kHzuuLfL 36.345 kHzfc3 5.625 MHzfm3 4.685 kHzuFMfc1 90 MHzfm1 75 kHzfc2 30.72 MHzfm2 4.685 kHz方案B：24 kHz作為載頻太低, 因此可采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法。 方案如圖例7.2所示。 （倍頻可以使載頻和最大頻偏同時(shí)增加相同的倍數(shù) 混頻可以改變載頻，但不改變最大頻偏）Hz73首先用間接調(diào)頻電路在120 kHz載頻上產(chǎn)生fm1=18.3 Hz (Mp=0.46)的調(diào)頻信號(hào) 然后經(jīng)過四級(jí)四倍頻電路, 可得到載頻為

44、30.72 MHz, fm2=4.685 kHz的調(diào)頻信號(hào)再和fL=36.345 MHz的本振進(jìn)行混頻, 得到載頻為5.625 MHz, 最大頻偏仍為4.685 kHz的調(diào)頻信號(hào)最后經(jīng)過兩級(jí)四倍頻電路, 就能得到載頻為90 MHz, fm=75 kHz的調(diào)頻信號(hào)了。 74【例7.3】 在圖7.3.6所示三級(jí)單回路變?nèi)莨荛g接調(diào)頻電路中, 已知變?nèi)莨軈?shù)n=3, UB=0.6 V, 回路有載品質(zhì)因數(shù)Qe=20, 調(diào)制信號(hào)u(t)頻率范圍為3004000 Hz, 若每級(jí)回路所產(chǎn)生的相移不超過/6, 試求調(diào)制信號(hào)最大振幅Um和此電路產(chǎn)生的最大線性頻偏fm。 解： 由圖可知, 積分電路輸出信號(hào)(即變?nèi)莨?/p>

45、上的調(diào)制電壓)為01( )( )tiu tudRC75根據(jù)例7.2中分析可知, 只有最小調(diào)制頻率分量才能獲得最大的調(diào)相指數(shù)。 在本題中,只有300 Hz分量才能獲得/6的最大相移, 所以在此對(duì)300 Hz單頻調(diào)制表達(dá)式u(t)=Umcosmint進(jìn)行分析, 有minminmin( )sinsinmjimUu ttUtRCi即：Um =RCminUim其中積分電阻R=470 k, 積分電容C是三個(gè)0.022F電容并聯(lián), min=2300 rads。 76從圖上可以看到, 變?nèi)莨苤绷髌珘篣Q=4 V, 故電容調(diào)制度為4.6imimBQUUmUU從而可求得單級(jí)回路調(diào)相指數(shù)為 604.6impeUMn

46、mQ因?yàn)楸仨殱M足Mp/60.52， 故 Uim0.04 V77所以調(diào)制信號(hào)振幅為 Um =RCminUim =47010330.02210-62300Uim =58.44Uim58.440.04=2.34 V 三級(jí)回路產(chǎn)生的總最大頻偏為 fm=3M pFmin=30.52300=468 Hz從此題的結(jié)果可以看到, 雖然采用了三級(jí)相移網(wǎng)絡(luò), 但產(chǎn)生的最大頻偏仍然很小, 僅為468 Hz。 這是間接調(diào)頻的缺點(diǎn)。 78作業(yè)：7.2，7.3，7.5，7.9（1）下周一請(qǐng)帶實(shí)驗(yàn)指導(dǎo)書79 7.4 鑒鑒 頻頻 電電 路路 一、鑒頻電路的主要性能指標(biāo) 1. 鑒頻線性特性 鑒頻電路輸出低頻解調(diào)電壓與輸入調(diào)頻信

47、號(hào)瞬時(shí)頻偏的關(guān)系稱為鑒頻特性, 理想的鑒頻特性應(yīng)是線性的。 實(shí)際電路的非線性失真應(yīng)該盡量減小。 2. 鑒頻線性范圍 由于輸入調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率是在載頻附近變化, 故鑒頻特性曲線位于載頻附近, 其中線性部分大小稱為鑒頻線性范圍。 3. 鑒頻靈敏度 在鑒頻線性范圍內(nèi), 單位頻偏產(chǎn)生的解調(diào)信號(hào)電壓的大小稱為鑒頻靈敏度Sd。80二、鑒頻原理方法1：斜率鑒頻斜率鑒頻將調(diào)頻信號(hào)通過頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)幅信號(hào)（瞬時(shí)頻率和振幅中都含有與調(diào)制信號(hào)電壓成正比的高頻已調(diào)波信號(hào)）, 然后利用包絡(luò)檢波的方式取出調(diào)制信號(hào)。 方法2：相位鑒頻相位鑒頻將調(diào)頻信號(hào)通過頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)相信號(hào)（瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)相位中都含有與

48、調(diào)制信號(hào)電壓成正比的高頻已調(diào)波信號(hào)）, 然后利用鑒相方式取出調(diào)制信號(hào)。頻 幅 轉(zhuǎn)換 網(wǎng) 絡(luò)包 絡(luò) 檢 波uFMuFM-AMu(a)頻 相 轉(zhuǎn)換 網(wǎng) 絡(luò)鑒 相uFMuFM-AMu(b)圖 7.2.6 鑒頻原理圖UFM-PM81常用：乘積鑒相（正交乘積鑒相） 載 波提 取90相 移乘 法 器低 通濾 波 器uPMuruo1cos()sin2rmcrmcuUtUt cos( )cos( )PMcmcpcmcuUtk utUtt三、鑒相原理cos( )sinsin( )sin2( )2oPMrcmrmcccmrmcukuukU UtttkU Uttt 用低通濾波器取出uo中的低頻分量， 即1sin(

49、)( )22( )( )( )26cmrmcmrmocmrmpkU UkU UuttkU U kututt(7.2.15)注意：乘法器的輸入存在90o固定相差及隨調(diào)制變化的瞬時(shí)相偏即可(如：相位鑒頻)82 例如：設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號(hào)為 110cos( )tcfuUtkud與u1存在90o固定相差及隨調(diào)制變化的瞬時(shí)相偏調(diào)頻-調(diào)相信號(hào)：2210210cos( )2sin( )tcftcfuUtkudUtkud 1( )( )tut其中12312110sin()sin 22( )2tcfkU Uuku utkud 121sin2okUUu當(dāng)|1|/6時(shí),12121212feeocckk UU QkUU

50、kUU Quu其中低頻分量為 831、LC并聯(lián)回路的頻相轉(zhuǎn)換頻相轉(zhuǎn)換特性調(diào)頻信號(hào)（載頻c=0，瞬時(shí)角頻偏為mcost ）通過參數(shù)恒定的LC回路（恒定為0 ）后, 其振幅和相位都發(fā)生了變化。 四、 相位鑒頻Z()ZZmZ()00mc()0m()0(a)(b)c842、90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)考慮到正交乘積鑒相的需要, 為了獲得90的固定相移, 可以在LC并聯(lián)回路輸入端串聯(lián)一個(gè)小電容C1, 整個(gè)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)可看作是一個(gè)分壓網(wǎng)絡(luò), 如圖7.4.1(a)所示。 LRCC1uiu2(a)Q22Q2 Q10(b)圖 7.4.1 90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)及其相頻特性u(píng)185LRCC1uiu2(a)Q22Q2 Q10(b)1

51、111()111()ppj C Zj C RH jj C ZjRCCL 電壓傳輸函數(shù)211()1ppZuH juZj CpZ是LCR并聯(lián)回路的等效阻抗。11111()1()ppRZYjCjRCRLL00011, , ()eRQLL CC令10()12/ej C RH jj Q 86 于是可得到網(wǎng)絡(luò)的相移函數(shù)為102( )( )arctan( )22eQttt若|1(t)|/6, 有102( )( )eQtt (7.4.1)設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號(hào)的相位為 0( )( )sinticfcfttkudtMt 則在c=0的情況下, 輸出信號(hào)的相位為2( )( )( )( )sin2efoicfcQ k u

52、tttttMt (7.4.2)872( )( )( )2efoicQ k utttLRCC1uiu2(a)Q22Q2 Q10(b)輸出信號(hào)與輸入信號(hào)相比 產(chǎn)生了90固定相移 產(chǎn)生與調(diào)制信號(hào)與調(diào)制信號(hào)u(t)成正比的瞬時(shí)相成正比的瞬時(shí)相移移稱此網(wǎng)絡(luò)為90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。 輸出是一個(gè)調(diào)頻調(diào)相信號(hào)。 在=0附近，頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的相頻特性曲線近似為直線, 線性頻相轉(zhuǎn)換范圍為/6。 受網(wǎng)絡(luò)幅頻特性影響, 輸出信號(hào)振幅不再是等幅信號(hào) 883、 相位鑒頻電路 相位鑒頻利用頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成調(diào)頻調(diào)相信號(hào), 然后經(jīng)過鑒相器(相位檢波器)取出原調(diào)制信號(hào)。雙差分正交移相式鑒頻器 (圖7.4.7) ：l 90頻

53、相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)l 雙差分乘積鑒相器89LCR150 p10 k0.01 C15.1 p3 kV2200V3u2V4V5V6Rcu3UCC(12 V)低 通濾波器uo8 k45050uFMu42.5 kV90.01 u5V1u1V7V8偏置調(diào)頻信號(hào)經(jīng)V1射隨后, 一路是大信號(hào)u1從V7單端輸入, 另一路是小信號(hào)u4經(jīng)C1、 L、 C和R組成的90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)后得到調(diào)頻調(diào)相信號(hào)u5, 再經(jīng)V2射隨后得到u2, 從V3、 V6的基極雙端輸入, V4、 V5的基極是固定偏置。 90 設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號(hào)為 110cos( )tcfuUtkud經(jīng)90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)輸出調(diào)頻-調(diào)相信號(hào)：2210210c

54、os( )2sin( )tcftcfuUtkudUtkud 1( )( )tut其中12312110sin()sin 22( )2tcfkU Uuku utkud 121sin2okUUu當(dāng)|1|/6時(shí),12121212feeocckk UU QkUUkUU Quu其中低頻分量為 91五、 斜率鑒頻電路1、 LC并聯(lián)回路的并聯(lián)回路的頻幅轉(zhuǎn)換頻幅轉(zhuǎn)換特性特性由圖7.3.5(a)可知, 當(dāng)調(diào)頻信號(hào)中心角頻率c與LC并聯(lián)回路中心角頻率0相同時(shí), 工作頻率所處的網(wǎng)絡(luò)幅頻特性曲線較平坦, 對(duì)輸入調(diào)頻信號(hào)的振幅變化影響不大， 而且是非單調(diào)性變化。 為取得較好的線性轉(zhuǎn)換特性, 可將c置于幅頻特性曲線下降段線

55、性部分中點(diǎn), 如圖7.4.2中的A點(diǎn), 顯然, 與A點(diǎn)對(duì)稱的B點(diǎn)也可以。 （注意， A、 B兩點(diǎn)處曲線的斜率不一樣） 為了方便起見， 圖 7.4.2 中回路阻抗幅頻特性的縱軸參量表示為電壓振幅U。 92圖 7.4.2 頻幅轉(zhuǎn)換原理圖 U()BAct(t)U(t)Um()t93設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號(hào)為0( )cos( )tFMcmcfutUtkud回路幅頻特性曲線在A點(diǎn)處的斜率即為頻幅轉(zhuǎn)換靈敏度:U和分別是線性范圍內(nèi)的振幅變化量和角頻率變化量。 由圖7.4.2可寫出輸出信號(hào)振幅表達(dá)式 Um(t)=Um0+Sm(t)=Um0+Smkfu(t) (7.4.4)d/d/mSUU 可見， 輸出是一個(gè)調(diào)頻調(diào)幅信號(hào)。 由于此工作頻段對(duì)應(yīng)回路相頻特性曲線的非線性部分, 故引起的相