UC3879斬控式單相交流調(diào)壓電路

1、1目錄目錄第第 1 1 章章 概述概述.3第第 2 2 章章 總體設計方案總體設計方案.42.1 交流調(diào)壓電路的原理 .42.2 系統(tǒng)設計總方案確定 .5第第 3 3 章章 主電路設計主電路設計.63.1 主電路.63.2 主電路圖.73.3 主電路計算及元器件參數(shù)選型 .7第第 4 4 章章 單元控制電路設計單元控制電路設計.84.1 控制及驅(qū)動電路 .84.2 輸入欠電壓電路.124.3 輸出限流電路.124.4 輸入過壓電路.134.5 過零檢測及續(xù)流觸發(fā)電路 .144.6 諧波分析.14第第 5 5 章章 總結與體會總結與體會.17總電路圖總電路圖.18參考文獻參考文獻.19電氣信息學

2、院課程設計評分表電氣信息學院課程設計評分表.202第 1 章 概述隨著MOSFET、IGBT等新型電力電子器件和PWM技術迅速發(fā)展，新型控制方法的引入，斬波式交流調(diào)壓電路的應用更加廣泛，它應用于工業(yè)加熱、燈光控制、感應電動機的軟啟動以及風扇或水泵的速度控制等領域，而在電力系統(tǒng)，這種電路還常用于對無功功率的連續(xù)調(diào)節(jié)。交流調(diào)壓是指把一種交流電變成另一種同頻率，不同電壓交流電的變換，而在每半個周波內(nèi)通過對晶閘管開通相位的控制，可以方便地調(diào)節(jié)輸出電壓，而斬控式交流調(diào)壓的輸入是正弦交流電壓，這種斬控式交流調(diào)壓電路的優(yōu)勢是功率因素接近1，電壓、電流波形好，諧波成分頻率高，電路簡單，且可靠性高。而利用PWM

3、技術后，控制靈活，動態(tài)響應快。而斬控式交流調(diào)壓電路是應用新器件、新原理，結合傳統(tǒng)技術向適用、高效、輕量、少無污染方向不斷發(fā)展進步的新型電路設計，符合電力電子技術高頻化、高效化以及低污染的發(fā)展趨勢，并將逐步取代晶閘管相控交流調(diào)壓，它是一種經(jīng)濟型交流調(diào)壓技術，具有很好的發(fā)展前景。3第 2 章 總體設計方案2.1 交流調(diào)壓電路的原理斬波式交流調(diào)壓電路輸入是正弦交流電壓，用V1、V2進行斬波控制，用V3、V4給負載電流提供續(xù)流通道。如果斬波器件V1、V2的導通時間為ton，開關周期為T，則導通比=ton/T,可以通過調(diào)節(jié)從而調(diào)節(jié)輸出電壓，如下圖2-1所示表示交流斬波調(diào)壓原理的波形圖，2-2所示表示斬控

4、式交流調(diào)壓電路的原理圖圖2-1 交流斬波調(diào)壓原理圖4RL圖4-7u1i1uoV1V2VD1VD2V3V4VD4VD3圖2-2斬控式交流調(diào)壓電路原理圖2.2 系統(tǒng)設計總方案確定本系統(tǒng)設計主要包括三部分電路：主電路、驅(qū)動與控制電路、保護電路。本設計系統(tǒng)要注意控制信號和主電路的電源必須保持同步，主電路主要包括環(huán)節(jié)有：主電力電子開關與續(xù)流管，而我們采用的是MOSFET作為開關器件，驅(qū)動與控制電路中采用的是TL494脈沖調(diào)制器控制芯片，而保護電路中我們分別對MOSFET器件的過壓、過流保護，主電路的保護以及檢測與控制電路保護等模塊。 主電路單相交流電源過壓、過流等保護電路驅(qū)動與控制電路負載輸入正弦交流電

5、圖2-3 單相交流調(diào)壓電路設計總方框圖5第 3 章 主電路設計3.1 主電路主回路由 QlQ3 和 D1D3 組成的全控整流電路實現(xiàn)對交流輸入電壓的轎波調(diào)壓。當交流輸入電壓正半周時電流流經(jīng) VD1、Q3、VD3；負半周時，電流流經(jīng)VD2、Q3、VD4；Q3 始終處于正向電壓作用下，當在 Q3 源柵極之間加入觸發(fā)信號時，Q3 處于開關狀態(tài)。調(diào)整加在柵極上的脈沖寬度即可調(diào)節(jié)輸出電壓的大小。由于 Q3 處于開關狀態(tài)，且 VMOS 管具有很小的關斷時間，只要適當選擇較低的飽和壓降，Q3的功耗可以做得很小，所以該斬波調(diào)壓具有較高的效率?？紤]到負載可能為感性的，加了由 Q1、Q2 及 D1、D2 組成的續(xù)

6、流環(huán)節(jié)。當 Q3 關斷時，在電壓正半周 ，Q2 導通，Q1 關斷，流經(jīng)負載的電流通過 Q2、D1 續(xù)流。在電壓負半周 ，Q1 導通，Q2 關斷，流經(jīng)負載的電流通過 Q1、D2 續(xù)流。為防止 Q1、Q 2、Q3 同時導通而引起較大的短路電流，對加在 Q1 和 Q2 上的觸發(fā)信號有一定要求，這在過零觸發(fā)電路中討論。圖中L1、C1 為電源濾波網(wǎng)，以吸收瞬態(tài)過程中的過電壓，并減少對外線路的干擾。L2、C2 為輸出濾波環(huán)節(jié)，由于本機調(diào)制頻率取得較高，所以 L2 和 C2 只需很小值即可。其中每個 VMOS 管都有保護裝置。63.2 主電路圖圖 3-1 主電路圖其中 Q3 的 PWM 波控制由 PWM 波

7、發(fā)生器通過對給定的調(diào)整產(chǎn)生，輸出占空比一定的 PWM 波。因為功率因數(shù)指電壓與電流的相位之間的關系，則由波形可以看出，電源電流的基波分量是和電源電壓同相位的，即位移因數(shù)為 1。另外，通過傅里葉分析可知，電源電流不含低次諧波，只含和開關周期 T 有關的高次諧波。這些高次諧波用很小的濾波器即可濾除。這時電路功率因數(shù)接近 1。因為輸入電壓為 220V 的交流電，選用耐壓值為 500V 的開關管 IRFP450LC，二極管采用快速恢復二極管，C1 取 0.47uF,其余的選用 0.01 uF,電感,電阻未定。3.3 主電路計算及元器件參數(shù)選型MOSFET 的相關參數(shù)當柵源電壓僅略大于柵源開啟電壓時，溝

8、道內(nèi)的電流的飽和作用將產(chǎn)生一個可觀的壓降，此時，ID由 VGS所控制gfs=dID/dVGS=ID/(VGS-VGS(th)）7VDS(on)=RDS(on)IDf 為開關頻率、MOSFET 最大開關頻率為 50KHz,則有Rs=1/（6fCs）33;VDs 電流定額按 MOSFET 通過電流的 1/10 選擇為：0.19A。2、快速熔斷器的選擇快速熔斷器用于過電流的保護，它的斷流時間在 10 ms 以內(nèi)，快速熔斷器的熔體額定電流 IN按下式選擇：ITm=IN=1.57 ITNItm20.577 IN=20.577200A=230.8A3、續(xù)流二極管選擇計算二極管承受最大反向電壓:U=Sqrt

9、(6)*U2=392V 考慮 3 倍裕量,則 U=3*392=1176V,取1200V 最大電流按 Idn=（1.52）Kfb*Id 來計算選擇。4、濾波電容選擇C1 一般根據(jù)放電的時間常數(shù)計算，負載越大，要求紋波系數(shù)越小，一般不做嚴格計算，多取 2000 uF 以上。因該系統(tǒng)負載不大，故 取 C1=2200 uF 耐壓 1.5UDM=1.5160=240V 取 250V 即選用 2200uF、250V 電容器。第 4 章 單元控制電路設計4.1 控制及驅(qū)動電路 控制電路是由 UC3879 芯片來產(chǎn)生 PWM 波。移相控制器 UC3879 集成了全部必要的控制、解碼、保護及驅(qū)動功能，可獨立編程

10、控制時間的延遲，在每只輸出級開關管導通前提供死區(qū)時間，為每個諧振開關區(qū)間里實現(xiàn) ZVS 留有余地，總的輸出開關頻率可達 300kHz，保護功能包含欠壓鎖定、過流保護?？刂萍膀?qū)動如電路圖所示，欠壓鎖定電平根據(jù) UVSEL 端狀態(tài)選定，有兩個預定義的閾值：若 UVSEL 端浮動，則芯片在電源電壓超過 15.25V 啟動；若 UVSPL 端接 VIN 端，則在 10.75V 時啟動。采用電壓控制型輸出，CT信號直接反饋到 RAMP 端，CT端與地之間接一電容，用以選擇所需的開關頻率。RT端與地之間接一可調(diào)電阻用以改變輸出占空比。VREF 通過一電容接地8更好的保證效果。SS 腳與地之間接一電容設置軟

11、啟動時間。CS 端接到芯片的輸入過壓、欠壓保護電路。COMP 端接到輸出限流保護電路。OUTA 接驅(qū)動接輸至 SQ3。根據(jù)設計要求輸出電壓為 0160V，暫取最大占空比為 Dmax=100% 。因為 RT=2. 5/10mA(1-Dmax)。所以取 RT=0100 k 。通過調(diào)節(jié) RT的大小來改變占空比的大小，從而控制輸出電壓的大小。電路的開關頻率定為 300KHZ，由 CT=Dmax/1.08RTf，取CT=30pF。UC3879 管腳及內(nèi)部結構如下：接至 Q3圖 3-2 控制及驅(qū)動電路9UC3879 各管腳功能簡介：VREF端：內(nèi)部 5V 高精度基準電壓源的輸出端。其內(nèi)部設置有短路保護極限

12、值，當輸入電源電壓 VIN 低于欠壓封鎖門限時，內(nèi)部 5V 高精度基準電壓源將失去穩(wěn)壓功能而無輸出。當內(nèi)部 5V 高精度基準電壓源低于輸出而未達到 4.75V 時,整個芯片的所有功能都將被關閉。另外，在構成應用電路時，為了消除芯片內(nèi)部的高頻干擾而獲得最佳的穩(wěn)壓效果，該端到信號地之間應該外接一個等效串聯(lián)和等效串聯(lián)電感都很小的的容量為 0. 1uF 濾波電容。COMP 端：誤差放大器的輸出端。該端可以作為整個系統(tǒng)反饋控制的增益級輸出端，誤差放大器的輸出電壓在 0. 9V 以下時就會導致零相移。由于誤差放大器具有一個相對低的電流驅(qū)動能力，因此誤差放大器可以等效為一個阻抗非常低的電流源。EA-端：誤差

13、放大器的反相輸入端。正常工作時，該端應該連接到輸入電源電壓 VIN端和信號地之間的一個分壓器上，該分壓器主要用來檢測輸入電源電壓 VIN 的高低。另外，由外接元器件構成的補償環(huán)路應連接到該端與 COMP 端之間。CS 端：過流信號檢測端。該端為芯片內(nèi)部兩個電流故障比較器的正相輸入端，該比較器的基準電壓由芯片內(nèi)部設置為固定的 2.0V 和 2.5V。當該端的電壓超過 2.0V，并且誤差放大器的相移被限制在一個最基本的周期內(nèi)。當該端的電壓超過 2.5V 時，電流觸發(fā)器將被觸發(fā)，輸出被關斷，一個軟啟動周期開始。如果一個 2.5V 以上的恒定電壓被施加到該端，輸出將失去所有的功能而被關斷為低電平。當該

14、端的電壓一起保持在 2.5V 以下時，SS 的電壓開始上升，緊接著輸出便會以零度的相移開始工作，從而達到不過早將能量釋放給負載的條件。DELSET A-B（C-D）端：輸出死區(qū)控制端。在同一橋臂的一對開關管關斷和開通期間設置延時時間。在該引腳與信號地之間并接一個電阻和電容，就可以設置不同的死區(qū)時間。SS 端：軟啟動端。在該端與地之間連接一電容?？稍O置軟啟動時間。當 VIN 腳的電壓低于 UVLO 門限電壓，該腳的電壓保持為零電壓。當 VIN 和 VREF 有效時，該腳電壓由內(nèi)部 9uA 電流源拉升到 4. 8V。當電流檢測端電壓超過 2. 5V 時，該腳電壓也為零。OUTAOUTK 端：四個輸

15、出腳都是圖騰柱輸出，提供 100mA 的驅(qū)動電流，可以直接驅(qū)動場效應管。每對中的兩個輸出占空比為 50%。A-B 對用心驅(qū)動全橋電路的一個橋臂的開管，并且由時鐘信號同步。C-D 對則驅(qū)動全橋電路的另一個橋臂的兩個開關管，圖 3-3 UC3879 內(nèi)部結構框圖10它們相對開 A-B 對輸出信號有移相角。VC 端：輸出級電源電壓。為輸出級及其相關的偏置電路提供電源。在該腳與電源地PWRGND 之間應接一個低 ESR/ESL 電容器。VIN端：信號電壓。為芯片內(nèi)部邏輯與模擬提供電源。正常工作時應在該腳接入一穩(wěn)定的 12V 電壓。為了確保工作正常，在 VIN低于 UVLO 開啟電壓時，芯片不工作。在該

16、腳與 GND 之間連接一低 ESR/ESL 電容器。注意：當 VIN超過 UVLO 開戶電壓時，注入該腳的電流由 100uF 跳到 20mA 以上。如果 UC3879 不連接一旁路電容，它可能會立即進入 UVLO 狀態(tài)。所以，為了保證能可靠地啟動，應接一個足夠大的旁路電容。PWRGND 端：電源地。在電源 VC 腳和 PWRGND 腳間接一旁路陶瓷電容?？蓪WRGND 與 GND 連接于一點，以減少噪聲干擾和減少直流壓降。CT端：振蕩頻率設置端。當選擇好 RT以確定最大占空比后，為了用下式確定電容 CT以選擇所需的開關頻率：CT=Dmax/1.08RTf.在該腳與信號地之間接一高質(zhì)量、低 E

17、SL 和 ESR 的陶瓷電容。為了保證較高的精度和減少寄生分布的影響，該電容值不能低于 200uF，PWM 控制信號的頻率最高可達到600kHZ。式中 f 為所需的開關頻率。UVSEL 端：UVLO 開戶電平設置。該腳與 VIN 相連可設置有 1.5V 之 UVLO 遲滯的 10. 75V 開戶電壓；如果將該腳開路，則設置有 6V 這 UVLO 遲滯的 15.25VCLKSYNC 端：雙向時鐘和同步。該腳作輸出時，輸出一時鐘信號：作輸入時，為同步信號引入端。當多片振蕩頻率不同的 UC3879 的 CLKSYNC 端相連時，它們將同步在其中的最高頻率上。RT端：時鐘信號/同步信號占空比設置腳。U

18、C3879 振蕩產(chǎn)生一個鋸齒波。鋸齒波的上升邊由連接在 RT 與 GND 之間的電阻和連接在 CT 與 GND 之間的電容來決定。鋸齒波的下降邊由輸出死區(qū)時間表決定。電阻 RT選擇由所需的最大占空比決定：RT=2. 5/10mA(1-Dmax).RT可在 2. 5k 與 100k 之間選，Dmax為輸出最大占空比。RAMP 端：鋸齒波電壓端。是 PWM 比較器的輸入腳。如果是電壓控制模式，則將它連接到 CT 腳；如果是電流控制模式，則將它連接到 CS 端，同時將它連接到電流檢測電路的輸出端。GND 端：信號地。所有電壓老師相對于 GND 測量的，定時電容 CT參考電壓 Uref和輸入信號電壓

19、Uin的濾波電容都應該直接接于 GND。114.2 輸入欠電壓電路如圖 3-4 所示，輸入電壓經(jīng)過分壓后送到比較器的反相端，比較器的同相端接給定電壓。輸入欠壓時，比較器輸出高電平。通過二極管接到 UC3879 的電流檢測端CS，使 UC3879 的輸出全部關斷。4.3 輸出限流電路 為了防止輸出電流超過額定電流，控制電路中設置了輸出限流電路，如上圖所示，該電路采用 PI 調(diào)節(jié)器。5V 基準電壓經(jīng)電位器 RV2 分壓后作為輸出電流限制值給定。Vin輸入到電流檢測端圖 3-4 輸入欠壓保護電路到COMP端圖 3-5 輸出限流電路12輸出電流由磁環(huán)構成的電流互感器 T201 檢測。負載的接入或者撤除

20、都可能引起較大的沖擊電流，以至于超過 IDM 的極限值，此時必須用電流傳感器和控制電路使器件回路迅速斷開，過電流主要分為：長時間過流運行；短路超時；di/dt 過高等4.4 輸入過壓電路同輸入欠壓一樣，當發(fā)生輸入過壓時，比較器輸出高電平。經(jīng)二極管接到同輸入欠壓電路一樣，當發(fā)生過壓時，比較器輸出高電平，通過二極管接至 CS 端，關斷所有輸出?？傠娐分校斎肭穳?、過壓經(jīng)與非門“或”后，再接到 CS 端，當任一故障發(fā)生時，都可以進行保護。 防止柵源過電壓。如果柵、源極間的阻抗過高，則漏、源極間的電壓的突變會通過極間的電容耦合到柵極而產(chǎn)生相當高的柵源尖峰電壓。解決方法是適當降低柵極驅(qū)動電路的阻抗，在柵

21、、源極間并接阻尼電阻，或者并接約 25V 的齊納二極管，尤其要防止的是柵級開路工作。防止漏極過電壓。功率 MOSFET 器件關斷得越快，產(chǎn)生的過電壓就越高。為此，需要為 MOSFET 設置保護電路來吸收浪涌電壓，解決辦法是加入 RC 緩沖電路和針對感性負載的二極管鉗位電路。圖 3-6 輸入過壓保護電路到電流檢測端VIN端134.5 過零檢測及續(xù)流觸發(fā)電路如圖 3-7 所示，交流電壓經(jīng)過變壓器變壓，因交流信號有正向過零點和負向過零點，故運用一個正向比例器與反向比例器進行兩零點與標準零點電壓的比較，其輸出信號經(jīng)過光控隔離進行穩(wěn)壓和放大后，分別控制續(xù)流裝置中的 MOSFET 管控制端。為了防止 Q1

22、、Q2 兩個同時開通，我們采用了互鎖，就是說 Q1、Q2 管Q1、Q2 不可以同時導通，在正半波，開通 Q2 管續(xù)流；在負半波，開通 Q1 管續(xù)流。4.6 諧波分析于是感性負載，又不能像直流斬波那樣加續(xù)流回路，所以要給 IGBT 加開通和關斷緩沖電路。高頻交流開關控制采用了 EPWM 直流等電位調(diào)制技術。為使波形半波奇對稱和四分之一偶對稱，以消除付里葉級數(shù)中的余弦項和偶次諧波，使載波比為三角波頻率，cscfKKffN, 3 , 2 , 1,4為市電工頻；調(diào)制為脈沖寬度，為三角波周sftUUTtMc,cfT1期、為三角波幅值、為輸出電壓的偏差、三角波電壓的方程式為：cUU TiTiTitTUTi

23、tTiTitTUuccc212),212(2212) 1(),212(2, 3 , 2 , 1i-+12V-12V+5VR-+12V-12V+5VR-12V+5V+15V-9V+5V+15V-9VQ2Q1圖 3-7 過零檢測及續(xù)流觸發(fā)電路14 輸出電壓偏差為采樣電壓，觸發(fā)脈沖起點 和終點的方程式為：Uit1it UUTTitUTitTUciic2212,)212(2 UUTTitUTitTUciic2212,)212(211脈沖寬度UUTtttcii1式中，各觸發(fā)脈沖的起點角和終點角的數(shù)值為：NT2 )1 ();1 (2221MNMNUUTTc );3(3MN)3(4MN由于 PWM 斬波波形

24、是鏡對稱和原點對稱，因此它的付里葉級數(shù)中將只包含正弦項中的奇次諧波，即： 為奇數(shù)tnbunnLsin1n)(sinsin()(sin4212/0ttdntUttdnubmLn )(sinsin43ttdnt經(jīng)計算，當時(1 KNn)3 , 2 , 1K)(sinsin4)()(123 , 11ttdntUbMPNMPNNPmKNn KMKMUmsin當時，1 KNn01KNnb對于基波，1n)(sin)(sin(42214321ttdttdUbm mmMPNMPNPmMUNMTUttdU)42(4)(sin42)()(3 , 115 tMUumLesin tKNKMKUmK) 1sin(sin

25、1由以上式可知，N 越大諧波頻率越高。采用很小的 LC 濾波器就可以濾掉中的Leu所有高次諧波。根據(jù)設計要求輸出電壓為 0160V，暫取最大占空比為 Dmax=100% 。因為 RT=2. 5/10mA(1-Dmax)。所以取 RT=0100 k。通過調(diào)節(jié) RT 的大小來改變占空比的大小，從而控制輸出電壓的大小。電路的開關頻率定為 300KHZ，由 CT=Dmax/1.08RTf，取CT=30Pf 記錄：PWM 的頻率非常的高，在 1.2KHz 左右，通過示波器看到斬波控制的效果很好，調(diào)節(jié) PWM 波的占空比可調(diào)節(jié)輸出電壓，占空比大，則白熾燈泡越亮，反之則暗。接入電阻、電感性負載， （即與白熾

26、燈串接一個電感作為負載）重復上述實驗步驟記錄：接入電感后，調(diào)節(jié) PWM 占空比，都不亮。注意事項雙蹤示波器有兩個探頭，可同時測量兩路信號，但這兩探頭的地線都與示波器的外殼相連，所以兩個探頭的地線不能同時接在同一電路的不同電位的兩個點上，否則這兩點會通過示波器外殼發(fā)生電氣短路。為此，為了保證測量的順利進行，可將其中一根探頭的地線取下或外包絕緣。16第 5 章 總結與體會通過電力電子課程設計，我學會了新的思考方式，電力電子的核心是研究開和關兩種狀態(tài)，而我們采用UC3879產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，讓新型開關器件MOSFET實現(xiàn)動作，而本次課程設計中得到的收獲有：1.通過查閱相關資料，掌握新型芯片UC3879基本原