三相四線并聯(lián)有源電力濾波器的數(shù)字控制

1、三相四線并聯(lián)有源電力濾波器的數(shù)字控制        摘  要：本文介紹了三相四線并聯(lián)型有源電力濾波器（APF）基于DSP的數(shù)字控制的設(shè)計(jì)。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)獲得的結(jié)果表明，數(shù)字控制硬件簡單、可靠；采用該控制的并聯(lián)型APF能有效補(bǔ)償非線性負(fù)載產(chǎn)生的諧波，補(bǔ)償精度高，動態(tài)性能優(yōu)越。 關(guān)鍵詞：諧波  有源電力濾波器（APF）  數(shù)字控制  數(shù)字信號處理器（DSP）  Digital Control of Three-phase Four wire Shunt Active Powe

2、r Filter CHEN Zhong，XU Ying-chun，WANG Lei，XU De-hong (Zhejiang University，Hangzhou，310027，China) Abstract: This paper deals with the design and implementation of a digital controller based on DSP for a shunt active power filter used in three-phase four wire system. The results of prototype experimen

3、ts verify the viability and effectiveness of the digital-controlled active filter, as well as good dynamic performance.Key words：harmonic  active power filter; digital control  Digital Signal Processor 1  引 言 有源電力濾波器是一種動態(tài)抑制諧波和補(bǔ)償無功的新型電力電子裝置，補(bǔ)償性能受系統(tǒng)頻率變化、阻抗變化的影響小，是一種很有前途的諧波抑制裝置1, 2 。并聯(lián)型有

4、源電力濾波器的原理是向電網(wǎng)注入大小相等、方向相反的負(fù)載諧波以達(dá)到補(bǔ)償目的，其相當(dāng)于一個(gè)受控電流源。對APF控制設(shè)計(jì)而言，高精度、實(shí)時(shí)性的諧波檢測以及合理的電流控制方法，直接影響著補(bǔ)償性能。傳統(tǒng)的模擬控制較復(fù)雜，特別是諧波檢測需要多個(gè)乘法器，硬件成本高，且易受溫漂影響，存在著精度低、抗干擾差以及電路復(fù)雜等缺陷。近年來，基于數(shù)字信號處理器、微控制器（MCU）和可編程邏輯器件（PLD）等實(shí)現(xiàn)的數(shù)字化控制在實(shí)際系統(tǒng)中受到更多的歡迎3, 4, 5。本文應(yīng)用DSP芯片TMS320F240為核心實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)型有源濾波器的諧波檢測和控制，詳細(xì)介紹了數(shù)字控制的硬/軟件設(shè)計(jì)。2系統(tǒng)構(gòu)成和工作原理 應(yīng)用于三相四線制系

5、統(tǒng)的并聯(lián)型有源電力濾波器的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。拓?fù)錇槿龢虮垭妷涸醋兞髌鳎╒SI）+電容中點(diǎn)式，開關(guān)器件采用IGBT。系統(tǒng)采用滯環(huán)電流控制策略，即將DSP發(fā)出的電流指令與實(shí)際的補(bǔ)償器電流作滯環(huán)比較，產(chǎn)生PWM開關(guān)信號以使補(bǔ)償電流跟蹤電流指令，從而達(dá)到動態(tài)補(bǔ)償非線性負(fù)載諧波的目的。圖1  三相四線并聯(lián)型APF主電路結(jié)構(gòu) 本文采用基于同步參考坐標(biāo)系（Synchronous Reference Frame, 簡稱SRF）的諧波檢測策略，原理如圖2所示。對三相負(fù)載電流 進(jìn)行采樣后，先剔除其零序電流分量，再利用dq變換將其變換到與A相電網(wǎng)電壓同步旋轉(zhuǎn)的參考坐標(biāo)系中。在SRF中，基波有功電流分量

6、成為直流量，可利用低通濾波器濾出，即為 ；而其它高次電流分量則為交變量。將直流側(cè)電壓控制的調(diào)節(jié)量 和 相加并經(jīng) 反變換后，得到負(fù)載電流中的三相基波電流有功分量 。再與三相負(fù)載電流 相減，即為三相補(bǔ)償電流指令圖2  基于SRF的諧波檢測原理 ，其中包含非線性負(fù)載電流中的基波無功分量、諧波分量等。圖2中坐標(biāo)變換矩陣和反變換矩陣分別為：      (1)      (2)3  硬件設(shè)計(jì) 對于采用負(fù)載電流檢測方式的有源濾波器而言，影響APF系統(tǒng)補(bǔ)償精度的主要因素除了主電路系統(tǒng)參數(shù)的選

7、取外；就控制而言，采用數(shù)字控制相應(yīng)帶來的時(shí)間/相位延遲是需要在設(shè)計(jì)中給予針對性考慮的因素。 3.1  硬件配置 控制電路的主要功能模塊配置如圖3所示，DSP芯片為TMS320F240，并利用芯片內(nèi)置的A/D，其轉(zhuǎn)換時(shí)間最大不超過 ，以節(jié)省硬件成本、簡化設(shè)計(jì)；D/A器件為MAX526，12位并行輸入；鎖相環(huán)芯片為CD4046，配合以計(jì)數(shù)器CD4040實(shí)現(xiàn)信號倍頻。控制電路的主要功能為：將非線性負(fù)載的三相電流以及直流側(cè)電壓和均壓誤差調(diào)節(jié)量送入DSP內(nèi)部A/D轉(zhuǎn)換后進(jìn)行處理。電網(wǎng)電壓的過零同步信號及其經(jīng)鎖相環(huán)（PLL）256倍頻的輸出信號送入DSP，分別作為正弦表指針的復(fù)位信號與控制周期的

8、起始信號。DSP執(zhí)行基于同步參考坐標(biāo)系的算法，計(jì)算出三相補(bǔ)償電流指令。該指令經(jīng)DSP的并行口輸出至D/A后再送至電流控制部分。以上主要任務(wù)包括DSP對電流和電壓/均壓調(diào)節(jié)量的A/D轉(zhuǎn)換；DSP諧波檢測計(jì)算；D/A轉(zhuǎn)換等都在單個(gè)控制周期中完成的，因此數(shù)字控制造成的時(shí)間延遲最大不超過個(gè)控制周期。3.2  信號檢測環(huán)節(jié)中的濾波器設(shè)計(jì) 電流電壓的檢測均采用霍爾器件，其響應(yīng)時(shí)間小于1 ， 跟隨精度大于 。DSP對諧波的計(jì)算需要檢測三相負(fù)載電流、而電流滯環(huán)控制則需檢測三相補(bǔ)償電流。為了避免三相負(fù)載電流檢測信號 中的高頻分量（主要為噪聲）造成數(shù)字采樣中的混疊現(xiàn)象，影響諧波檢測的精度，必須設(shè)置抗混疊

9、低通濾波器進(jìn)行濾波；此外，再通過電平偏移等調(diào)理電路，使之變成單極性信號后，方能由同步采樣/保持器保持送至DSP的A/D端口。由于采樣頻率選擇為12.8kHz，根據(jù)香農(nóng)采樣定理，被采樣信號中的最高次分量頻率應(yīng)小于等于采樣頻率的一半，實(shí)際的抗混疊低通濾波器的截止頻率選擇為6kHz。圖3  DSP控制框圖 在檢測含有開關(guān)紋波分量的三相實(shí)際補(bǔ)償電流 時(shí)，采用二階巴特沃斯低通濾波器。如圖示，電流滯環(huán)控制方式是實(shí)時(shí)比較電流指令與實(shí)際電流的誤差和滯環(huán)寬度之間的關(guān)系來確定開關(guān)動作的，所以如果該低通濾波器的截止頻率過低（低于開關(guān)頻率），將不能反映電流的微小變化率，勢必限制住開關(guān)頻率，影響系統(tǒng)補(bǔ)償性能，

10、實(shí)驗(yàn)中也證明了這一點(diǎn)。所以截止頻率的選取原則應(yīng)該接近于開關(guān)頻率。就中小功率的變流器而言，開關(guān)頻率一般為1025KHz。實(shí)際選擇該低通濾波器截止頻率為15kHz。3.3  基于PLL的同步采樣/控制信號 電網(wǎng)A相電壓 通過隔離變壓器進(jìn)行檢測，為了避免電網(wǎng)中可能存在的諧波，提高檢測精度，圖4電流滯環(huán)比較控制 設(shè)置了低通濾波器對其進(jìn)行濾波后再送至比較器進(jìn)行過零比較，產(chǎn)生一個(gè)上升沿和A相電壓正過零同步的50Hz方波信號 。一方面該方波由DSP的CAP3端口檢測，作為執(zhí)行算法中所用到的正弦表和余弦表的指針復(fù)位信號；另一方面，經(jīng)鎖相環(huán)和256倍頻后產(chǎn)生一個(gè)頻率為12.8kHz的方波 ，經(jīng)DSP的

11、CAP4端口檢測作為采樣/控制周期。數(shù)字控制時(shí)序如圖5所示。圖5數(shù)字控制時(shí)序 3.4  直流側(cè)電壓和均壓控制 直流側(cè)電壓檢測量 與基準(zhǔn)值 的差值，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后得到電壓調(diào)節(jié)量 ；總電壓檢測量減半后與上電容電壓檢測量 的差值，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到均壓調(diào)節(jié)量 ?？傠妷赫{(diào)節(jié)的原理是通過產(chǎn)生一個(gè)基波有功電流分量，由電網(wǎng)和APF間基波有功功率的流動來調(diào)節(jié)APF直流側(cè)電容電壓大??；而均壓調(diào)節(jié)則是在補(bǔ)償電流指令中疊加一個(gè)零序分量，通過上下電容的充放電調(diào)節(jié)上下電容電壓差。與電流控制相比，電壓/均壓控制環(huán)不需要太高的控制周期，實(shí)際取為20ms。而調(diào)節(jié)器比例系數(shù)和積分系數(shù)應(yīng)受限制，不能取的過大，否則變化過快

12、的電壓/均壓調(diào)節(jié)量疊加到指令電流上，將會引起振蕩現(xiàn)象，使系統(tǒng)補(bǔ)償性能惡化。4  軟件設(shè)計(jì) 本系統(tǒng)中DSP的功能為指令電流的計(jì)算，采用基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的諧波檢測策略，具有計(jì)算量少、檢測精度不受電網(wǎng)電壓畸變和不對稱等因素影響，性能優(yōu)異，且易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)5。算法中在進(jìn)行式（1）、（2）的坐標(biāo)變換時(shí)，需使用正余弦信號。對此采用數(shù)字控制中常用的“查表法”，即事先計(jì)算出正余弦值，各為256個(gè)點(diǎn)，放置于存儲器中。在運(yùn)算時(shí)直接調(diào)出使用，以此減少了程序處理時(shí)間。4.1  數(shù)字低通濾波器設(shè)計(jì)     在圖2中，數(shù)字低通濾波器LPF的要求為濾去直流以外的各次諧波，對

13、相位要求不高，故決定采用IIR濾波器。由于非線性負(fù)載電流中典型的5次與7次諧波經(jīng)變換后在d-q坐標(biāo)系中分別為4次與6次交變量，故將該濾波器截止頻率設(shè)計(jì)在200Hz以下。但若截止頻率選的太低，則響應(yīng)速度變慢，綜合考慮，選擇二階低通數(shù)字巴特沃思型濾波器，其截止頻率為120Hz，頻率200Hz時(shí)幅度已衰減至-20dB。數(shù)字濾波器計(jì)算頻率選為 3.2KHz。濾波器方程如下：       (3)4.2  軟件抗干擾和軟啟動策略 在DSP中電網(wǎng)電壓的過零同步信號及其256倍頻的鎖相環(huán)輸出信號的上升沿檢測是非常重要的。而實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，當(dāng)主電

14、路功率較大時(shí)，DSP工作易受到干擾。由于CAP3口是一個(gè)復(fù)用I/O口，為了避免誤檢測，每次CAP3口檢測到上升沿后，將CAP3口設(shè)置為I/O口（IOPC6），對輸入信號的電平進(jìn)行檢測， 后再次進(jìn)行檢測，假如上述兩次都檢測到高電平，則判定CAP3口檢測到的上升沿是真實(shí)的，正弦表和余弦表的指針復(fù)位；否則判定CAP3口檢測到的上升沿是虛假的。如此提高了DSP的抗干擾能力。為了實(shí)現(xiàn)APF安全和平穩(wěn)啟動，事先將直流側(cè)電容電壓預(yù)充到600V，然后主電路投入電網(wǎng)。為了避免啟動初期電壓閉環(huán)的輸出調(diào)節(jié)量過大而致使電容電壓過沖，影響器件安全。在啟動過程（10秒左右）中使直流側(cè)電容電壓基準(zhǔn)值 從600VDC平穩(wěn)增大

15、到800VDC；同時(shí)DSP送出的電流指令采用了喇叭口策略，即將計(jì)算出的電流指令 乘以系數(shù) 得到最終的輸出電流指令 。 在10秒內(nèi)由零逐漸增大到1，之后保持為。圖6軟啟動喇叭口策略 圖6和圖7分別表示軟啟動的喇叭口策略和算法流程。通過如此精心的軟啟動設(shè)計(jì)，實(shí)驗(yàn)證明能夠保證APF系統(tǒng)啟動時(shí)電壓上升平穩(wěn)，無過沖現(xiàn)象。5實(shí)驗(yàn) 實(shí)驗(yàn)電路如圖所示，諧波源負(fù)載為帶阻性負(fù)載的三相整流電路。系統(tǒng)主要參數(shù)為：電網(wǎng)相電壓有效值220V，交流側(cè)濾波電感 ；直流側(cè)由兩個(gè)2200 的電容串聯(lián)構(gòu)成，電壓控制在780V；，電流滯環(huán)寬度為0.8A。圖9是啟動過程中的補(bǔ)償電流指令，其幅值由零逐步增大至正常輸出。圖10為穩(wěn)態(tài)下實(shí)驗(yàn)

16、波 圖7軟啟動算法流程 圖8實(shí)驗(yàn)電路示意圖 時(shí)間t(0.2s/div)  指令電流ic(1.6A/div) 圖9  啟動時(shí)指令電流波形  圖10  穩(wěn)態(tài)下實(shí)驗(yàn)波形  （a）A相負(fù)載電流  （b）補(bǔ)償后A相電源電流  （c）APF的A相補(bǔ)償電流 形，整流器直流側(cè)電流為20A，圖中分別給出了負(fù)載電流、補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流和APF補(bǔ)償電流。可見補(bǔ)償前負(fù)載電流畸變嚴(yán)重，補(bǔ)償后基本為一良好的正弦波形，補(bǔ)償效果較好；圖11為負(fù)載由7.5A突變至15A時(shí)系統(tǒng)工作各波形?？梢钥吹?，動態(tài)下系統(tǒng)響應(yīng)快，調(diào)節(jié)時(shí)間短（小于1/4個(gè)工頻周期）。 圖11&#

17、160; 負(fù)載突變下實(shí)驗(yàn)波形 （a）A相負(fù)載電流  （b）補(bǔ)償后A相電源電流   （c）APF的A相補(bǔ)償電流 6  結(jié)論 本文介紹了基于DSP的三相四線并聯(lián)型有源濾波器數(shù)字控制的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，具有控制精度高、動態(tài)性能優(yōu)良的特點(diǎn)，能夠應(yīng)用于實(shí)際的有源濾波裝置中。 7致謝 本項(xiàng)目得到>' target='_blank' class='infotextkey'>教育部高等學(xué)校骨干教師資助計(jì)劃和臺達(dá)電力電子科教基金的支持。 參考文獻(xiàn)： 1 H. Akagi, Control strategy and site s

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