pwm逆變電路的應(yīng)用

1、電力電子技術(shù)課程大作業(yè)設(shè)計題目： PWM電路的應(yīng)用 學(xué)生所在系部： 電子工程系 學(xué)生所在專業(yè)： 自動化 學(xué)生所在班級： 學(xué) 生 姓 名 ： # 學(xué) 生 學(xué) 號 ： # 任課教師姓名： 大作業(yè) 成 績： PWM逆變電路的應(yīng)用 一、摘要 隨著控制技術(shù)的發(fā)展和對設(shè)備性能要求的不斷提高，許多行業(yè)的用電設(shè)備不再直接接入交流電網(wǎng)，而是通過電力電子功率變換得到電能，它們的幅值、頻率、穩(wěn)定度及變化形式因用電設(shè)備的不同而不盡相同。如通信電源、電弧焊電源、電動機(jī)變頻調(diào)速器、加熱電源、綠色照明電源、不間斷電源、充電器等等，它們所使用的電能都是通過對電網(wǎng)能進(jìn)行整流和逆變變換后所得到的。因此，高質(zhì)量的逆變電路已成為電源

2、技術(shù)的重要研究對象。采樣控制理論中有一個重要結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。PWM控制技術(shù)就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，對半導(dǎo)體開關(guān)器件的導(dǎo)通和關(guān)斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的規(guī)則對各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。 PWM控制的基本原理很早就已經(jīng)提出，但是受電力電子器件發(fā)展水平的制約，在上世紀(jì)80年代以前一直未能實(shí)現(xiàn)。直到進(jìn)入上世紀(jì)80年代，隨著全控型電力電子器件的出現(xiàn)和迅速發(fā)展，PWM控制技術(shù)才真正得到應(yīng)用。隨著電力電子技術(shù)、微電子技術(shù)和自動

3、控制技術(shù)的發(fā)展以及各種新的理論方法，如現(xiàn)代控制理論、非線性系統(tǒng)控制思想的應(yīng)用，PWM控制技術(shù)獲得了空前的發(fā)展。PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛，對逆變電路的影響也最為深刻?，F(xiàn)在大量應(yīng)用的逆變電路中，絕大部分都是PWM逆變電路?？梢哉fPWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的應(yīng)用，才發(fā)展得比較成熟，才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位。二、基本設(shè)計指標(biāo)： 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。圖1-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖1. 面積等效原理分別將如圖1-1

4、所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)（R-L電路）上，如圖1-2a所示。其輸出電流i(t)對不同窄脈沖時的響應(yīng)波形如圖1-2b所示。從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各i(t)響應(yīng)波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈沖，則響應(yīng)i(t)也是周期性的。用傅里葉級數(shù)分解后將可看出，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波，正弦半波N等分，看成N個相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點(diǎn)重合，面積（沖量）相等，寬度按正弦規(guī)律變化。上述原理可以稱為面積

5、等效原理，它是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。下面分析用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波。圖1-3可以看到把半波分成N等份，就可以把正弦半波看成N個彼此相連的脈沖序列組成的波形，然后把脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使它們面積相等，就可以得到脈沖序列。根據(jù)面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。圖1-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形圖1-3 用PWM波代替正弦半波要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。2.PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)。逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場合。PWM逆變電路也可分為電壓型和

6、電流型兩種，目前實(shí)用的幾乎都是電壓型。2.1 計算法和調(diào)制法2.1.1 計算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形。缺點(diǎn)：繁瑣，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結(jié)果都要變化2.1.2 調(diào)制法輸出波形作調(diào)制信號，進(jìn)行調(diào)制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應(yīng)用最多，其任一點(diǎn)水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對稱；與任一平緩變化的調(diào)制信號波相交，在交點(diǎn)控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求。調(diào)制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波；調(diào)制信號不是正弦波，而

7、是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。結(jié)合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調(diào)制法進(jìn)行說明：設(shè)負(fù)載為阻感負(fù)載，工作時V1和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ)?？刂埔?guī)律：正半周，通，斷，和交替通斷，負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段為正，一段為負(fù)，負(fù)載電流為正區(qū)間，和導(dǎo)通時，等于，關(guān)斷時，負(fù)載電流通過和續(xù)流，=0，負(fù)載電流為負(fù)區(qū)間，為負(fù)，實(shí)際上從和流過，仍有=，斷，通后，從和續(xù)流，=0，總可得到和零兩種電平。負(fù)半周，讓保持通，保持?jǐn)啵徒惶嫱〝?，可?和零兩種電平。圖2-1單相橋式PWM逆變電路單極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在和的交點(diǎn)時刻控制IGBT的通斷。正半周，保持通，保持

8、斷，當(dāng)>時使通，斷，=，當(dāng)<時使斷，通，=0。負(fù)半周，保持?jǐn)?，保持通，?dāng)<時使通，斷，=-，當(dāng)>時使斷，通，=0，虛線表示的基波分量。波形見圖2-2。圖2-2 單極性PWM控制方式波形防直通死區(qū)時間：同一相上下兩臂的驅(qū)動信號互補(bǔ)，為防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號的死區(qū)時間。死區(qū)時間的長短主要由器件關(guān)斷時間決定。死區(qū)時間會給輸出PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。特定諧波消去法(Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM)：計算法中一種較有代表性的方法，圖2-3。輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次（不包括0和），

9、共6個開關(guān)時刻可控。為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱。首先，為消除偶次諧波，使波形正負(fù)兩半周期鏡對稱，即： (2-1)其次，為消除諧波中余弦項(xiàng)，使波形在半周期內(nèi)前后1/4周期以/2為軸線對稱。 (2-2)四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數(shù)表示為：圖2-3 特定諧波消去法的輸出PWM波形式中，an為 圖2-3，能獨(dú)立控制、和共3個時刻。該波形的為(2-4) 式中n=1,3,5,確定的值，再令兩個不同的=0，就可建三個方程，求得、和。消去兩種特定頻率的諧波：在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程： （2-5） （2-6） （2-7）給

10、定，解方程可得、和。變，、和也相應(yīng)改變。一般，在輸出電壓半周期內(nèi)器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對稱，k個開關(guān)時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k1個頻率的特定諧波，k越大，開關(guān)時刻的計算越復(fù)雜。3.調(diào)制方式載波比載波頻率與調(diào)制信號頻率之比，N=。根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制：3.1 異步調(diào)制異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。通常保持固定不變，當(dāng)變化時，載波比N是變化的。在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱。當(dāng)較低時，N較大，一周期內(nèi)脈

11、沖數(shù)較多，脈沖不對稱的不利影響都較小，當(dāng)增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大。因此，在采用異步調(diào)制方式時，希望采用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。3.2 同步調(diào)制同步調(diào)制N等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步?；就秸{(diào)制方式，變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。三相，公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)。當(dāng)N=9時的同步調(diào)制三相PWM波形如圖3-1所示。很低時，也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除，很高時，會過高，使開關(guān)器難以承受。為了克服上述缺點(diǎn)，可以采用分段

12、同步調(diào)制的方法。把范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同。在高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高，在低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低。圖3-2分段同步調(diào)制一例,為防止在切換點(diǎn)附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時容易實(shí)現(xiàn)?？稍诘皖l輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近。圖 3-1同步調(diào)制三相PWM波形圖3-2分段同步調(diào)制方式舉例4.PWM逆變電路的諧波分析使用載波對正弦信號波調(diào)制，產(chǎn)生了和載波有關(guān)的諧波分量。諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一。分析

13、方法：不同信號波周期的PWM波不同，無法直接以信號波周期為基準(zhǔn)分析，以載波周期為基礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級數(shù)表達(dá)式，分析過程相當(dāng)復(fù)雜，結(jié)論卻簡單而直觀。4.1 單相的分析結(jié)果不同調(diào)制度a時的單相橋式PWM逆變電路在雙極性調(diào)制方式下輸出電壓的頻譜圖如圖4-1。其中所包含的諧波角頻率為 式中，n1，3，5，時，k=0，2，4，；n=2，4，6，時，k=1，3，5，?？梢钥闯?，PWM波中不含低次諧波，只含有角頻率為c，及其附近的諧波，以及2c、3c等及其附近的諧波。在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻率為c的諧波分量。圖4-1單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖4.2 三相的分

14、析結(jié)果三相橋式PWM逆變電路采用公用載波信號時不同調(diào)制度a時的三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓的頻譜圖如圖4-2。在輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為式中，n=1，3，5，時，k=3(2m-1)±1，m=1，2，； 6m +1，m =0，1，；n =2，4，6，時，k = 6m -1，m =1，2，。和單相比較，共同點(diǎn)是都不含低次諧波，一個較顯著的區(qū)別是載波角頻率c整數(shù)倍的諧波被消去了，諧波中幅值較高的是c±2r和2c±r。圖4-2三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖當(dāng)調(diào)制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進(jìn)行諧波分析所得的結(jié)果，另一部分

15、是由于信號波對載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。5.提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值和直流電壓之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力；減少器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗；正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時，輸出相電壓的基波幅值為，輸出線電壓的基波幅值為，即直流電壓利用率僅為0.866。這個值是比較低的，其原因是正弦調(diào)制信號的幅值不能超過三角波幅值，實(shí)際電路工作時，考慮到功率器件的開通和關(guān)斷都需要時間，如不采取其他措施，調(diào)制度不可能達(dá)到1。采用這種調(diào)制方法實(shí)際能得到的直流電壓利用率比0.866還要低。5.1 梯形波調(diào)制方法的思路當(dāng)梯形波幅值

16、和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。梯形波調(diào)制方法的原理及波形，見圖5-2形波的形狀用三角化率描述，為以橫軸為底時梯形波的高，為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高。s =0時梯形波變?yōu)榫匦尾ǎ瑂 =1時梯形波變?yōu)槿遣?。梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波，低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為。圖5-1 ， 和隨s 變化的情況。圖5-3 ，s變化時各次諧波分量幅值和基波幅值之比。s = 0.4時，諧波含量也較少， 約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。圖5-1 變化時的各次諧波含量圖5-2 梯形波為調(diào)制信號的PWM控制梯形波調(diào)

17、制的缺點(diǎn)：輸出波形中含5次、7次等低次諧波。實(shí)際使用時，可以考慮當(dāng)輸出電壓較低時用正弦波作為調(diào)制信號，使輸出電壓不含低次諧波；當(dāng)正弦波調(diào)制不能滿足輸出電壓的要求時，改用梯形波調(diào)制，以提高直流電壓利用率。圖5-3 s變化時的d 和直流電壓利用率5.2 線電壓控制方式（疊加3次諧波）對兩個線電壓進(jìn)行控制，適當(dāng)?shù)乩枚嘤嗟囊粋€自由度來改善控制性能。目標(biāo)使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關(guān)次數(shù)。在相電壓調(diào)制信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。如圖17。鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。圖 5-4 加3次諧波的調(diào)制信號5.2.1 線電壓控制方式（疊加3倍次諧波和直流分量） 疊加，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，大小隨正弦信號的大小而變化。設(shè)三角波載波幅值為1，三相調(diào)制信號的正弦分別