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文檔簡介
1、1234概述概述 電壓型逆變器電壓型逆變器VSIVSI 空間矢量空間矢量PWMPWM控制控制 根本內(nèi)容電流型逆變器電流型逆變器 近年來,一種新的脈寬調(diào)制技術(shù),即空間矢量脈寬調(diào)制Space Vector Pulse Width Modulation,簡稱SVPWM技術(shù)在交流驅(qū)動系統(tǒng)中得到了廣泛的運用,相應(yīng)的數(shù)字計算方法構(gòu)成的空間矢量脈寬調(diào)制與傳統(tǒng)的三角波、正弦波比較獲得脈寬調(diào)制信號的方法(SPWM)相比具有更多的優(yōu)點。 SVPWM是一種基于空間旋轉(zhuǎn)矢量的等效, SPWM是基于時域信號的等效。 SVPWM的調(diào)制過程是在矢量空間中完成的,而SPWM的調(diào)制過程是在三相abc坐標(biāo)系下獨立完成的,SVPW
2、M更具有一致性和整體性。 空間矢量PWM調(diào)制SVPWM具有可以減少諧波,改善波形質(zhì)量,提高直流電壓利用率等優(yōu)點,同時易于數(shù)字化實現(xiàn)。 4.3 空間矢量PWM控制 4.3 空間矢量PWM控制 SVPWM的思想是:在矢量空間用有限的靜止矢量去合成和跟蹤調(diào)制波的空間旋轉(zhuǎn)矢量,使合成的空間矢量含有調(diào)制波的信息。 進展由時間坐標(biāo)軸到空間坐標(biāo)的變化,所構(gòu)成的合成矢量是一個圓。 三相三橋臂變換器中總共有8種開關(guān)形狀,轉(zhuǎn)換到空間坐標(biāo)上對應(yīng)為8個開關(guān)矢量,其中有6個非零矢量及2個零矢量,合成矢量是位于這個六邊形中的圓。 原理:PWM變換器的8個靜止矢量按一定的規(guī)律切換可以在矢量空間用合成旋轉(zhuǎn)的電壓空間矢量來逼近
3、電壓矢量圓,從而構(gòu)成SVPWM波形。圖4-47 二維空間矢量圖4.3 空間矢量PWM控制 三相VSR拓?fù)錁?gòu)造如圖4-48所示,所謂三相VSR普通數(shù)學(xué)模型就是根據(jù)三相VSR拓?fù)錁?gòu)造,在三相靜止坐標(biāo)系a,b,c中利用電路根本定律基爾霍夫電壓、電流定律對VSR所建立的普通數(shù)學(xué)描畫。 針對三相VSR普通數(shù)學(xué)模型的建立,通常作以下假設(shè): (1)電網(wǎng)電動勢為三相平穩(wěn)的純粹弦波電動勢; (2)網(wǎng)側(cè)濾波電感L是線性的,且不思索飽和;圖4-48 三相VSR拓?fù)錁?gòu)造圖 4.3 空間矢量PWM控制 針對三相VSR普通數(shù)學(xué)模型的建立,通常作以下假設(shè): (3) 功率開關(guān)損耗以電阻Rs表示,即實踐的功率開關(guān)可由理想開關(guān)與
4、損耗電阻Rs串聯(lián)等效表示; (4) 為描畫VSR能量的雙向傳輸,三相VSR其直流側(cè)負(fù)載由電阻和直流電動勢串聯(lián)表示。 如圖4-48所示,當(dāng)直流電動勢為0時,直流側(cè)為純電阻負(fù)載,此時三相VSR只能運轉(zhuǎn)于整流方式;當(dāng)eLudc時,三相VSR既可運轉(zhuǎn)于整流方式又可運轉(zhuǎn)于有源逆變方式;當(dāng)eLudc時,三相VSR也只能運轉(zhuǎn)于整流方式。圖4-48 三相VSR拓?fù)錁?gòu)造圖 4.3 空間矢量PWM控制 為分析方便,首先定義單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)sk,為1, ,0kska b c上橋臂導(dǎo)通,下橋臂關(guān)斷()上橋臂關(guān)斷,下橋臂導(dǎo)通 4-45 將三相VSR功率管損耗等值電阻Rs同交流濾波電感等值電阻合并,且令,采用基爾霍
5、夫電壓定律建立三相VSR a相回路方程 aaaaNN0()diLRieuudt 4-46 當(dāng)sa導(dǎo)通而sa關(guān)斷時, sa =1,且uaN=udc;當(dāng)sa關(guān)斷而sa導(dǎo)通時,開關(guān)函數(shù)sa =1 ,且uaN=0。由于uaN=udc sa ,式(4-2)改寫成 aaadcaN0d()diLRieu sut 4-474.3 空間矢量PWM控制 同理,可得b相、c相方程如下 思索三相對稱系統(tǒng),那么bbbdcbN0()diLRieu sudt4-48cccdccN0()diLRieu sudt4-49 abcabc00eeeiii 4-50 聯(lián)立式4-474-50,得dcN0, ,3kk a b cuus
6、4-514.3 空間矢量PWM控制 在圖4-48中,任何瞬間總有三個開關(guān)管導(dǎo)通,其開關(guān)方式共有種,因此,直流側(cè)電流可描畫為 對直流側(cè)電容正極節(jié)點處運用基爾霍夫電流定律得 dcaabcbbcaccbaababcacacbbcbcaabcabcaabbcc()()()()ii s s si s s si s s sii s s sii s s sii s s siii s s si si si s 4-52dcdcLabccLdsdabuueCi si sitR 4-53 聯(lián)立式(4-47) 式(4-53),并思索引入形狀變量X,且 ,那么采用單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)描畫的三相VSR普通數(shù)學(xué)模型的形
7、狀變量表達(dá)式為abcdcTiiiu, , ,XZABXXE 4-544.3 空間矢量PWM控制 式中ZABXXE 4-54100()a3, ,100()b3, ,100()c3, ,1acLbRsskk a b cRsskk a b cRsskk a b csssRA 4-55000000000000LLLCZ4-56L1000010000101000RB4-57 abcL,Teee eE4-584.3.1 三相VSR空間電壓矢量分布 三相VSR空間電壓矢量描畫了三相VSR交流側(cè)相電壓 在復(fù)平面上的空間分布,由式(4-47) 式(4-49),易得a0b0c0(,)uuua0aabcdc1()3
8、ussssu4-59 b0babcdc1()3ussssu4-60c0cabc1()3dcussssu4-61 式中 三相單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)。 將 種開關(guān)函數(shù)組合代入式4-59 式4-61,即得到相應(yīng)的三相VSR交流側(cè)電壓值,如表4-3所示。3284.3.1 三相VSR空間電壓矢量分布 4.3.1 三相VSR空間電壓矢量分布 其中 , 由于模為零而稱為零矢量 。 顯然,某一開關(guān)組合就對應(yīng)一條空間矢量,該開關(guān)組合時的 即為該空間矢量在三軸a,b,c上的投影。 上述分析闡明,復(fù)平面上三相VSR空間電壓矢量uk可定義圖4-49 三相VSR空間電壓矢量分布 0(000)U7(111)Ua0b0c0
9、,uuu(1)3dc0,7230j kku ekUU4.3.1 三相VSR空間電壓矢量分布 上式可表達(dá)成開關(guān)函數(shù)方式,即2323dcabc2()3jjkuss es eU (4-63) 對于恣意給定的三相基波電壓瞬時值 ,假設(shè)思索三相為平衡系統(tǒng),即 ,那么可在復(fù)平面內(nèi)定義電壓的空間矢量a0b0c0,uuua0b0c00uuu2323a0b0c02()3jjuu eu eU (4-64) 4-64:假設(shè) 是角頻率為 的三相對稱正弦波電壓,那么矢量U即模為相電壓峰值,且以按逆時針方向勻速旋轉(zhuǎn)的空間矢量,而在三相坐標(biāo)軸(a,b,c)上的投影就是對稱的三相正弦量。a0b0c0,uuu2323a0b00
10、2323aNN0bNN0cNN02323aNbNcN2()32()()()323jjcjjjjuu eu euuuueuueuueueU 4-654.3.2 空間電壓矢量的合成 上述分析闡明:三相VSR空間電壓矢量共有8條,除2條零矢量外,其他6條非零矢量對稱均勻分布在復(fù)平面上。對于任一給定的空間電壓矢量U*,均可由8條三相VSR空間電壓矢量合成,如圖4-50所示。 對于任一扇形區(qū)域中的電壓矢量,均可由該扇形區(qū)兩邊的VSR空間電壓矢量來合成。圖4-50 空間電壓矢量分區(qū)及合成 4.3.2 空間電壓矢量的合成 假設(shè)U*在I區(qū)時,那么U*可由U1、 U2和U0、7合成,根據(jù)平行四邊形法那么 式中T
11、1、T2 矢量U1、U2在一個開關(guān)周期中的繼續(xù)時間; Ts PWM開關(guān)周期。 令零矢量U0、7的繼續(xù)時間為T0、7 ,那么圖4-50 空間電壓矢量分區(qū)及合成 *1212ssTTTTUUU (4-66)120,7sTTTT (4-67)4.3.2 空間電壓矢量的合成 令U*與U1間的夾角為,由正弦定律算得21*21ss2sinsinsin()33TTTTUUU (4-68) 又由于 ,那么聯(lián)立式4-67,式4-68,易得1dc2/3u2UU1s2s0,7s12sin()3sinTmTTmTTTTT (4-69) mSVPWM調(diào)制系數(shù),并且 *dc3|muU (4-70) 4.3.2 空間電壓矢量
12、的合成 對于零矢量的選擇,主要思索選擇U0或U7應(yīng)使開關(guān)形狀變化盡能夠少,以降低開關(guān)損耗。在一個開關(guān)周期中,令零矢量插入時間為 T0、7,假設(shè)其中插入U0的時間為 ,那么U7的時間為 ,其中 。 實踐上,對于三相VSR某一給定的電壓空間矢量U*,常有幾種合成方法,以下討論均思索U*在VSR空間矢量I區(qū)域的合成。00,7TkT70,7(1)Tk T01k4.3.2 空間電壓矢量的合成 方法一:方法一: 將零矢量將零矢量U0均勻地分布在均勻地分布在U*矢量的起、終點上,然后依次由矢量的起、終點上,然后依次由U1、 U2按三角形方法合成。按三角形方法合成。 一個開關(guān)周期中,一個開關(guān)周期中,VSR上橋
13、臂功率管共開關(guān)上橋臂功率管共開關(guān)4次,由于開關(guān)函數(shù)波次,由于開關(guān)函數(shù)波形不對稱,因此形不對稱,因此PWM諧波分量主要集中在開關(guān)頻率諧波分量主要集中在開關(guān)頻率fs及及2 fs上,顯上,顯然在頻率然在頻率fs處的諧波幅值較大處的諧波幅值較大 。 圖4-51 U*合成方法一aU*合成 b開關(guān)函數(shù)波形 c頻譜分布 4.3.2 空間電壓矢量的合成 方法二:方法二: 矢量合成依然將零矢量矢量合成依然將零矢量U0均勻地分布在均勻地分布在U*矢量的起、終點上矢量的起、終點上,與方與方法一不同的是,除零矢量外,法一不同的是,除零矢量外, U*依次由依次由U1 ,U2, U1合成,并從合成,并從矢量中點截出兩個三
14、角形。矢量中點截出兩個三角形。 一個開關(guān)周期中一個開關(guān)周期中VSR上橋臂功率管共開關(guān)上橋臂功率管共開關(guān)4次,且波形對稱,因此次,且波形對稱,因此其其PWM諧波分量仍主要分布在開關(guān)頻率的整數(shù)倍頻率附近,諧波幅諧波分量仍主要分布在開關(guān)頻率的整數(shù)倍頻率附近,諧波幅值顯然比如法一有所降低。值顯然比如法一有所降低。 。 圖4-52 U*合成方法二aU*合成 b開關(guān)函數(shù)波形 c頻譜分布 4.3.2 空間電壓矢量的合成 方法三:方法三: 將零矢量將零矢量U0周期分成三段,其中周期分成三段,其中U*矢量的起、終點上均勻地分布矢量的起、終點上均勻地分布U0矢量,而在矢量,而在U*矢量中點處分布矢量中點處分布U7
15、矢量,且矢量,且T7= T0 。除零矢量外,。除零矢量外, U*矢量合成與方法二類似。矢量合成與方法二類似。 在一個在一個PWM開關(guān)周期,該方法使開關(guān)周期,該方法使VSR橋臂功率管開關(guān)橋臂功率管開關(guān)6次且波形對次且波形對稱,其稱,其PWM諧波仍主要分布在開關(guān)頻率的整數(shù)倍頻率附近。諧波仍主要分布在開關(guān)頻率的整數(shù)倍頻率附近。 在頻率附近處的諧波幅值降低十清楚顯。在頻率附近處的諧波幅值降低十清楚顯。 圖4-53 U*合成方法三aU*合成 b開關(guān)函數(shù)波形 c頻譜分布 4.4 電流型逆變器 電流型逆變器拓?fù)涫悄孀兤髁硪活愔饕耐負(fù)錁?gòu)造。這類逆變器的直流側(cè)以電感為能量緩沖元件,從而使其直流側(cè)呈現(xiàn)出電流源特
16、性。 電流型逆變器有以下主要特點: 直流側(cè)有足夠大的儲能電感元件,從而使其直流側(cè)呈現(xiàn)出電流源特性,即穩(wěn)態(tài)時的直流側(cè)電流恒定不變。 逆變器輸出的電流波形為方波或方波脈沖,并且該電流波形與負(fù)載無關(guān)。 逆變器輸出的電壓波形那么取決于負(fù)載,且輸出電壓的相位隨負(fù)載功率因數(shù)的變化而變化。 逆變器輸出電流的控制仍可以經(jīng)過PAM 脈沖幅值調(diào)制和PWM脈沖寬度調(diào)制兩種根本控制方式來實現(xiàn)。4.4 電流型逆變器 值得留意的是,電流型逆變器與電壓型逆變器在構(gòu)造上具有一定的對偶性,例如: 電壓型逆變器直流側(cè)的儲能元件為電容, 而電流型逆變器直流側(cè)的儲能元件為電感; 另外,電壓型逆變器的的功率管旁有反向并聯(lián)的續(xù)流二極管,
17、而電流型逆變器的功率管旁那么普通有正向串聯(lián)的阻斷二極管具有反向阻斷才干的功率管除外,例如晶閘管。 與電壓型逆變器類似,根據(jù)控制方式和構(gòu)造的不同,電流型逆變器也可分為方波型、階梯波型、正弦波型PWM型三類。下面主要討論方波型、階梯波型電流型逆變器。4.4.1 電流型方波逆變器 電流型方波逆變器按拓?fù)錁?gòu)造的不同可分為電流型單相全橋逆變器以及電流型三相橋式逆變器兩類。 也可以按電流型逆變器所采用功率器件的不同分為半控型和全控型兩類。 由于電流型逆變器尤其是大功率電流型方波逆變器仍有不少采用基于晶閘管的半控型構(gòu)造,因此,除全控型構(gòu)造外,以下討論還將涉及到半控型電流型逆變器。 4.4.1.1 單相全橋電
18、流型方波逆變器 全控型單相全橋電流型方波逆變器 為了使全控型功率器件具有足夠的反向阻斷才干,通常在每個功率管上正相串聯(lián)一個二極管。 另外,由于電流型逆變器的輸出電流是基于功率器件通斷直流側(cè)電流的方波電流,因此,為了防止輸出過電壓,電流型逆變器的輸出需求接入濾波電容。 單相全橋電流型方波逆變器也可采用PAM脈沖幅值調(diào)制控制和SPM單脈沖控制兩種控制方式。iuRLVTVT1 1VTVT2 2VTVT3 3VTVT4 4VDVD1 1VDVD2 2VDVD3 3VDVD4 4oiouLiii單相全橋電流型逆變器的主電路 4.4.1.1 單相全橋電流型方波逆變器 當(dāng)采用PAM時,輸出方波電流的頻率的控
19、制,輸出方波電流的幅值的控制,和直流電流的幅值的控制。輸出電流波形如圖4-54b所示。 當(dāng)采用SPM時,其直流側(cè)電流的幅值恒定,輸出方波電流的頻率的控制,輸出方波電流的幅值的控制。輸出電流波形如圖4-54c所示。 值得留意的是,單脈沖控制包括對稱單脈沖控制和移相單脈沖控制兩種根本方式。b)方波驅(qū)動信號 oitc)輸出電流波形 4.4.1.1 單相全橋電流型方波逆變器 半控型單相全橋電流型方波逆變器構(gòu)造半控型單相全橋電流型方波逆變器構(gòu)造 功率器件為晶閘管功率器件為晶閘管 基于晶閘管的半控型逆變器的換流可采用強迫換流和基于晶閘管的半控型逆變器的換流可采用強迫換流和負(fù)載換流兩種換流方式。負(fù)載換流兩種
20、換流方式。 當(dāng)晶閘管逆變器采用強迫換流時,普通需添加強迫換當(dāng)晶閘管逆變器采用強迫換流時,普通需添加強迫換流電路,從而使其構(gòu)造復(fù)雜化。流電路,從而使其構(gòu)造復(fù)雜化。 晶閘管逆變器采用負(fù)載換流時,晶閘管的換流電壓需晶閘管逆變器采用負(fù)載換流時,晶閘管的換流電壓需求由負(fù)載提供,即要求負(fù)載電流相位超前負(fù)載電壓相求由負(fù)載提供,即要求負(fù)載電流相位超前負(fù)載電壓相位,顯然,這就要求負(fù)載為容性負(fù)載。位,顯然,這就要求負(fù)載為容性負(fù)載。 4.4.1.1 單相全橋電流型方波逆變器 采用負(fù)載換流的晶閘管單相全橋電流型方波逆變器的電路構(gòu)造如圖4-55a所示。 圖4-55a所示電路實踐上是中頻感應(yīng)加熱的電流型逆變器電路,其中L
21、C串聯(lián)支路為電磁感應(yīng)線圈及容性補償電容的等效電路。 為了使輸出電壓波形近似為正弦波,將逆變器輸出電路設(shè)計成并聯(lián)諧振電路。4.4.1.1 單相全橋電流型方波逆變器 另一方面,為了實現(xiàn)晶閘管逆變器的負(fù)載換流,這就要求負(fù)載為容性負(fù)載,因此其輸出電路中的補償電容設(shè)計應(yīng)使負(fù)載電路任務(wù)在容性小失諧形狀。采用負(fù)載換流的晶閘管單相全橋電流型方波逆變器的換流波形如圖4-55b所示。4.4.1.1 單相全橋電流型方波逆變器 4.4.1.2 三相全橋電流型方波逆變器 全控型三相全橋電流型方波逆變器與單相全橋電流型方波逆變器類似,三相全橋電流型方波逆變器可采用PAM控制和SPM兩種控制方式。三相全橋電流型方波逆變器普
22、通只采用120導(dǎo)電方式。采用120導(dǎo)電方式時,任何瞬間,三相全橋電流型變流器有且只需兩個橋臂導(dǎo)電,此時三相全橋電流型變流器的三相輸出只需兩相輸出電流,而兩的輸出電流幅值必然一致。 電路中的每個功率管上正相串聯(lián)一個反向阻斷二極管;另外,逆變器的輸出接有過電壓制制電容。4.4.1.2 三相全橋電流型方波逆變器 全控型三相全橋電流型方波逆變器三相全橋電流型變流器120導(dǎo)電方式時的相關(guān)波形如圖4-56c所示。需求留意的是:當(dāng)負(fù)載為Y形聯(lián)接時,負(fù)載的相電流波形為120交流方波電流幅值為Id、0;當(dāng)負(fù)載為形聯(lián)接時如圖4-56b所示,負(fù)載的相電流為變流器兩相輸出電流之差,即負(fù)載的相電流波形為交流6階梯波波形
23、電流幅值為(2/3)Id、(1/3)Id??梢?,將三相全橋電流型變流器的負(fù)載接成形聯(lián)接時,能有效降低輸出電流諧波。 4.4.1.2 三相全橋電流型方波逆變器 半控型三相全橋電流型變流器半控型三相全橋電流型變流器電路采用了強迫換流方式,其電路采用了強迫換流方式,其中中C1 C6為換流電容,為換流電容,VD1 VD6為串聯(lián)二極管。為串聯(lián)二極管。由于晶閘管本身具有反向阻斷由于晶閘管本身具有反向阻斷才干,因此,圖才干,因此,圖4-57所示電路所示電路中的串聯(lián)二極管中的串聯(lián)二極管VD1 VD6其其主要作用是為了阻斷換流電容主要作用是為了阻斷換流電容間的相互放電。間的相互放電。圖圖4-57所示電路通常稱為
24、串聯(lián)所示電路通常稱為串聯(lián)二極管式晶閘管逆變器。二極管式晶閘管逆變器。基于晶閘管的半控型三相全橋基于晶閘管的半控型三相全橋電流型方波逆變器仍采用電流型方波逆變器仍采用120導(dǎo)電方式,其輸出波形導(dǎo)電方式,其輸出波形可參見圖可參見圖4-56c。圖4-57晶閘管三相全橋串聯(lián)二極管式電流型方波逆變器的電路構(gòu)造 4.4.1.2 三相全橋電流型方波逆變器 半控型三相全橋電流型變流器半控型三相全橋電流型變流器假設(shè)換流前的逆變器電路已進假設(shè)換流前的逆變器電路已進入穩(wěn)態(tài),并且換流電容已完成入穩(wěn)態(tài),并且換流電容已完成充電,為簡化起見,只討論逆充電,為簡化起見,只討論逆變器變器U相上橋臂到相上橋臂到V相上橋臂相上橋臂
25、的換流過程。的換流過程。圖中的換流電容圖中的換流電容C13為為C3和和C5串聯(lián)后再與串聯(lián)后再與C1并聯(lián)的等效并聯(lián)的等效電容。詳細(xì)換流過程分析如下:電容。詳細(xì)換流過程分析如下:0t1時段時段初始恒流供電階初始恒流供電階段:上橋臂段:上橋臂VT1、VD1和下橋和下橋臂臂VD2、VT2導(dǎo)通,直流電流導(dǎo)通,直流電流Id經(jīng)過經(jīng)過VT1、VD1和和VD2、VT2向向U相和相和W相負(fù)載恒流供相負(fù)載恒流供電,如圖電,如圖4-58a所示。此時,所示。此時,VT3接受正向電壓。接受正向電壓。 4.4.1.2 三相全橋電流型方波逆變器 半控型三相全橋電流型變流器半控型三相全橋電流型變流器t1t2時段時段換流電容恒流
26、換流電容恒流放電階段:在放電階段:在t1時辰觸發(fā)時辰觸發(fā)VT3,由于此時的由于此時的VT3接受正向電壓,接受正向電壓,因此因此VT3導(dǎo)通,此時,換流電導(dǎo)通,此時,換流電容容C13經(jīng)過經(jīng)過VT3使使VT1接受反接受反壓而關(guān)斷。此時,直流電流壓而關(guān)斷。此時,直流電流Id通從通從VT1換流到換流到VT3,并經(jīng)過,并經(jīng)過VT3、VD1和和VD2、VT2使使C13向向U相和相和W相負(fù)載而恒流相負(fù)載而恒流放電,如圖放電,如圖4-58b所示。在換所示。在換流電容電壓流電容電壓uC13下降到零以下降到零以前,前,VT1不斷接受反向電壓,不斷接受反向電壓,只需反壓時間大于晶閘管的關(guān)只需反壓時間大于晶閘管的關(guān)斷時
27、間,就能確保斷時間,就能確保VT1可靠關(guān)可靠關(guān)斷。斷。 4.4.1.2 三相全橋電流型方波逆變器 半控型三相全橋電流型變流器半控型三相全橋電流型變流器t2t3時段時段二極管換流階段:二極管換流階段:假設(shè)逆變器負(fù)載為阻感性負(fù)載,假設(shè)逆變器負(fù)載為阻感性負(fù)載,假設(shè)假設(shè)t2時辰換流電容電壓時辰換流電容電壓uC13下下降到零,此時在降到零,此時在U相負(fù)載電感的相負(fù)載電感的作用下,開場對作用下,開場對C13反向充電。反向充電。之后之后uC13使使VD3正偏而導(dǎo)通并流正偏而導(dǎo)通并流過電流過電流iV,此時,此時VD1和和VD3同時同時導(dǎo)通并進入二極管換流過程,如導(dǎo)通并進入二極管換流過程,如圖圖4-58c所示。
28、二極管換流過程所示。二極管換流過程中,中,VD1的電流的電流iUIdiV。顯。顯然,隨著然,隨著iV的逐漸增大,的逐漸增大,iU將隨將隨之減小,假設(shè)設(shè)之減小,假設(shè)設(shè)t3時辰時辰iU0,那,那么么iVId,從而使,從而使VD1接受反壓接受反壓而關(guān)斷,二極管換流過程終了。而關(guān)斷,二極管換流過程終了。4.4.1.2 三相全橋電流型方波逆變器 半控型三相全橋電流型變流器半控型三相全橋電流型變流器t3時段時段換流后恒流供電階段:換流后恒流供電階段:t3時辰以后,換流電容時辰以后,換流電容C13反向反向充電過程終了并為提供下一次換充電過程終了并為提供下一次換流電壓作好了預(yù)備。此時流電壓作好了預(yù)備。此時VT
29、3、VD3穩(wěn)定導(dǎo)通,換流過程終了。穩(wěn)定導(dǎo)通,換流過程終了。直流電流直流電流Id經(jīng)過經(jīng)過VT3、VD3和和VD2、VT2向向V相和相和W相負(fù)載恒流相負(fù)載恒流供電,如圖供電,如圖4-58d所示。所示。4.4.2 電流型階梯波逆變器 電流型階梯波逆變器的拓?fù)錁?gòu)造主要包括電流型階梯波逆變器的拓?fù)錁?gòu)造主要包括 直接并聯(lián)多重疊加構(gòu)造直接并聯(lián)多重疊加構(gòu)造 變壓器移相多重疊加構(gòu)造等變壓器移相多重疊加構(gòu)造等4.4.2.1 直接并聯(lián)多重疊加的電流型階梯波逆變器 多個電流型逆變器輸出可直接并聯(lián)。多個電流型逆變器輸出可直接并聯(lián)。圖圖4-59為兩個三相電流型逆變器采用輸出直接并聯(lián)的為兩個三相電流型逆變器采用輸出直接并聯(lián)
30、的多重疊加構(gòu)造以及輸出電流的疊加波形。多重疊加構(gòu)造以及輸出電流的疊加波形。4.4.2.1 直接并聯(lián)多重疊加的電流型階梯波逆變器 電路采用了120導(dǎo)電方式的PAM移相疊加控制。功率管每60換向一次,可將P A M 方 波 相 位 相 互 錯 開60/2=30角。這樣,經(jīng)過30角的移相疊加即得8階梯波電流。對圖4-59b所示的電流波形進展諧波分析可知:每相輸出的120方波諧波電流表達(dá)式為4.4.2.1 直接并聯(lián)多重疊加的電流型階梯波逆變器 每相輸出的120方波諧波電流表達(dá)式為)11sin09. 07sin143. 05sin2 . 0(sin32dattttIi 4-71疊加輸出的8階梯波諧波電流
31、表達(dá)式為)7sin0383. 05sin0536. 0)(sin673. 1 (4dtttIi4-72對比式4-71以及式4-72后不難發(fā)現(xiàn),兩重疊加后的輸出電流波形中不存在零序諧波如3次、9次等,并且5次、7次諧波得到了顯著衰減。 4.4.2.1 直接并聯(lián)多重疊加的電流型階梯波逆變器 圖4-60為三個三相電流型逆變器采用輸出直接并聯(lián)的多重疊加構(gòu)造以及輸出電流的疊加波形。顯然,電路仍采用了120導(dǎo)電型的PAM移相疊加控制由于是三個三相電流型逆變器輸出疊加,因此可將PAM方波相位相互錯開60/3=20角。這樣,即得12階梯波電流,一相的電流疊加波形如圖4-60b所示。4.4.2.1 直接并聯(lián)多重
32、疊加的電流型階梯波逆變器 對圖4-60b所示的電流波形進展諧波分析可知:疊加輸出的12階梯波諧波電流表達(dá)式為 )7sin0264. 05sin0454. 0)(sin494. 2(4dtttIi4-73對比式4-72以及式4-73后不難發(fā)現(xiàn),三重疊加后的輸出電流波形中仍不存在零序諧波如3次、9次等,并且5次、7次諧波得到了進一步衰減。顯然,疊加重數(shù)越多,輸出階梯波電流波形的階梯數(shù)也越多,電流的諧波含量就越小。4.4.2.2變壓器移相多重疊加的電流型階梯波逆變器 采用Y/Y變壓器聯(lián)接的兩重疊加構(gòu)造假設(shè)令Y/Y接法變壓器兩組繞組匝比分別為A1=W1/ W3、A2=W2/ W3,那么經(jīng)過復(fù)數(shù)方式的傅立葉分析可獲得相應(yīng)的諧波電流幅值Im(n)表達(dá)式為 顯然,要消除第n次諧波電流,應(yīng)使Im(n)0,那么必需滿足 2sin313sin6sin31)1 (2323132d)n(mnWWnWWnWWneIIjn 4-74 02sin313sin6sin31323132nWWnWWnWW 4-754.4.2.2變壓器移相多重疊加的電流型階梯波逆變器 采用Y/Y變壓器聯(lián)接的兩重疊加構(gòu)造例如要使這種采用Y
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