雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器建模和仿真

1、    雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器建模和仿真摘要：實(shí)現(xiàn)了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導(dǎo)放大器-電容(OTAC)連續(xù)時(shí)間型濾波器的結(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)和具體實(shí)現(xiàn)，使用外部可編程電路對(duì)所設(shè)計(jì)濾波器帶寬進(jìn)行控制，并利用ADS軟件進(jìn)行電路設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為126 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于05 dB，采用18 V電源，TSMC 018m CMOS工藝庫(kù)仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線接近理想狀態(tài)。關(guān)鍵詞：Butte0 引言傳統(tǒng)單相升壓APFC電路已經(jīng)被廣泛應(yīng)用到功率因數(shù)校正電路中，但

2、是該方案需要獨(dú)立的不可控整流橋，置后的升壓電感需要解決抗直流偏磁問(wèn)題，而且升壓電感的位置很不利于整個(gè)功率電路的集成。這些引起了人們對(duì)傳統(tǒng)單相升壓APFC電路的重新思考，設(shè)想在利用其成熟控制思想與現(xiàn)成控制電路的前提下，使整個(gè)功率電路便于功率集成。近年來(lái)在這方面已經(jīng)取得了很大進(jìn)步，有多種電路拓?fù)浔惶岢?，其中雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路憑借其特有的性能引起了人們的關(guān)注。1 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路結(jié)構(gòu)雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器的電路如圖1所示。輸入部分有交流電壓源VS和濾波電容C1組成。雙向開(kāi)關(guān)S1和電感L完成功率因數(shù)校正功能，其中雙向開(kāi)關(guān)S1由D5、D6、D7

3、、D8和V1組成。整流部分由D1、D2、D3、D4構(gòu)成，C2起儲(chǔ)能和輸出濾波的作用，R為負(fù)載。圖1 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器主電路2雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路工作狀態(tài)分析下文將對(duì)雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路動(dòng)作過(guò)程進(jìn)行分析。在連續(xù)導(dǎo)通模式下，對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管的一個(gè)高頻周期，流過(guò)電感L的電流iL，加在開(kāi)關(guān)管V1兩端的電壓Vds和輸出電流i0的波形如圖2所示。對(duì)應(yīng)各段時(shí)間的等效電路如圖3所示。其中工作狀態(tài)1和工作狀態(tài)2是工頻正半周時(shí)的情況，工作狀態(tài)3和工作狀態(tài)4是工頻負(fù)半周時(shí)的情況，后兩個(gè)狀態(tài)只是前兩個(gè)狀態(tài)在負(fù)半周的重復(fù)。為了分析方便，各二極管和開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通壓降看作

4、零，等效電路中的D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8僅表示電流流過(guò)的通路，C2看作足夠大，保證輸出電壓恒定，C2很小可以忽略不計(jì)。(a)正半周一個(gè)周期的波形(b)負(fù)半周一個(gè)周期波形圖2 變換器電路開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)iL、Vds、i0的波形圖 3 各種工作狀態(tài)時(shí)的等效電路2.1當(dāng)VS處于正半周時(shí)的工作狀態(tài)工作狀態(tài)1（t1<t<t2）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1導(dǎo)通，則圖1可等效為圖3（a）所示的電路，此時(shí)電源vs給l充電，由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于工作頻率，可以看作電源電壓為恒定值，則l上的電il流逐漸增加；同時(shí)輸出濾波電容c2放電，給負(fù)載提供能量。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（1）式。&l

5、t; p="">工作狀態(tài)2（t2<t<t3）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1關(guān)斷，則圖1可等效為圖3（b）所示的電路，此時(shí)，電源vs處于正半周，vs一邊給c2充電，一邊給負(fù)載提供能量。c2兩端的電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（2）式。< p="">(1)(2)2.2當(dāng)VS處于負(fù)半周時(shí)的工作狀態(tài)工作狀態(tài)3（t4<t<t5）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1導(dǎo)通，則圖1可等效為圖3（c）所示的電路，此時(shí)電源vs給l反向充電，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反。由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于工作頻率，可以看作電源電壓為恒定值，則l上

6、的電流il反向逐漸增加；同時(shí)輸出濾波電容c2放電，給負(fù)載提供能量。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（3）式。< p="">工作狀態(tài)4（t5<t<t6）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1關(guān)斷，則圖1可等效為圖3（d）所示的電路，此時(shí)，電源vs處于負(fù)半周，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反，vs一邊給c2充電，一邊給負(fù)載提供能量。儲(chǔ)能電容c2兩端的電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（4）式。< p="">(3)(4)3 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路小信號(hào)建模對(duì)于雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路而言，在CCM工作

7、模式下，由于后兩個(gè)狀態(tài)只是前兩個(gè)狀態(tài)在負(fù)半周的重復(fù)，下面以正半周期兩個(gè)狀態(tài)為例進(jìn)行分析。為了求解變換器的靜態(tài)工作點(diǎn)，需要消除變換器中各變量的高頻開(kāi)關(guān)分量，通常采用求平均值的方法。在滿足低頻假設(shè)和小紋波假設(shè)的情況下，定義變量電感電流i(t)、電容電壓v(t)和輸入電壓vs(t)在開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)的平均值、和為：(5)(6)(7)為了簡(jiǎn)化分析，將有源開(kāi)關(guān)元件與二極管都視為理想元件。則在CCM模式下變換器的每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都有兩種工作狀態(tài)?？梢苑謩e列出電感電壓和電容電流的微分方程式(1)、(2)、(3)、 (4)，然后結(jié)合(5)、(6)、(7)式就可以分別得到電感電壓和電容電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均值，進(jìn)

8、一步可以導(dǎo)出變換器的一組非線性平均變量狀態(tài)方程(8)、(9)。(8)(9)(8)、(9)是一組非線性狀態(tài)方程，各平均變量和控制變量d(t)中同時(shí)包含著直流分量和低頻小信號(hào)分量。在電路滿足小信號(hào)假設(shè)的情況下，可以分離出電感和電容的交流小信號(hào)狀態(tài)方程為(10)、(11)。(10)(11)變換器的實(shí)際工作狀態(tài)是工作在靜態(tài)工作點(diǎn)附近并且按線性規(guī)律變化。但是(10)、(11)兩式組成的交流小信號(hào)狀態(tài)方程仍為非線性狀態(tài)方程，因此還需要對(duì)非線性方程線性化。由于(10)、(11) 兩式中除了、外都為線性項(xiàng)，而且這兩乘積項(xiàng)遠(yuǎn)小于其它項(xiàng)，若將它們略去，不會(huì)給分析引入太大誤差，則線性化后的交流小信號(hào)狀態(tài)方程為(12

9、)、(13)。(12)(13)根據(jù)方程 (12)、(13)可以建立更為直觀的交流小信號(hào)等效電路模型，為分析變換器的小信號(hào)特性提供方便，如圖5所示：圖4 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器在CCD模式下的交流小信號(hào)等效模型4 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器仿真分析下面利用Matlab7.1中的Simulink6.0仿真軟件對(duì)變換器電路進(jìn)行仿真，假定參數(shù)設(shè)置如下：Vs=220V，初級(jí)電感L=1×10-3H，初級(jí)濾波電容C1=3.3F，輸出儲(chǔ)能電容C2=2005000F，開(kāi)關(guān)管的工作頻率為fS=50KHz，負(fù)載R=20140。下面分別討論儲(chǔ)能電容C2和負(fù)載R的變化對(duì)功率因數(shù)（PF）

10、和輸出紋波電壓（Vpp）的影響。4.1參數(shù)變化對(duì)電路的功率因數(shù)（PF）的影響參數(shù)變化會(huì)對(duì)電路的功率因數(shù)（PF）產(chǎn)生影響，以橋臂并聯(lián)電容C2和負(fù)載R為變量，仿真求得電路的PF值，結(jié)果如表 1所示：表 1 功率因數(shù)隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的仿真結(jié)果  功率因數(shù)（PF）  負(fù)載電 阻R（）  20  40  60  80  100  120  140  C2（uF）  500&#

11、160; 0.950  0.954  0.952  0.951  0.949  0.945  0.941  1000  0.949  0.953  0.951  0.949  0.948  0.943  0.938  1500  0.949  0.9

12、52  0.953  0.952  0.948  0.936  0.924  2000  0.951  0.954  0.955  0.950  0.942  0.921  0.886  2500  0.950  0.955  0.954  

13、;0.942  0.935  0.908  0.875 </t<t6）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1關(guān)斷，則圖1可等效為圖3（d）所示的電路，此時(shí)，電源vs處于負(fù)半周，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反，vs一邊給c2充電，一邊給負(fù)載提供能量。儲(chǔ)能電容c2兩端的電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（4）式。<> <t<t6）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1關(guān)斷，則圖1可等效為圖3（d）所示的電路，此時(shí)，電源vs處于負(fù)半周，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反，vs一邊給c2充電，一邊給負(fù)

14、載提供能量。儲(chǔ)能電容c2兩端的電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（4）式。< p="">電容C2分別取500uF、1000uF、1500uF、2000uF、2500uF時(shí)，負(fù)載在20140范圍內(nèi)對(duì)應(yīng)分別取7組數(shù)據(jù)，利用MATLAB軟件對(duì)各PF值進(jìn)行三次多項(xiàng)式插值，插值后的變化曲線如圖5所示。圖5 功率因數(shù)隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的PF插值曲線從圖5可以看出，針對(duì)某一取值的電容，負(fù)載的變化對(duì)功率因數(shù)有很大影響，當(dāng)40R60時(shí)，功率因數(shù)取得較大值。4.2參數(shù)變化對(duì)電路的輸出紋波電壓（Vpp）的影響參數(shù)的變化同樣會(huì)影響電路的輸出紋波電壓（Vpp），以橋臂并聯(lián)

15、電容C2和負(fù)載R為變量，仿真求得電路的輸出紋波電壓值如表2所示。表2 輸出紋波電壓隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的仿真結(jié)果  輸出紋波電壓Vpp（V）  負(fù)載電 阻R（）  20  40  60  80  100  120  140  C2（uF）  500  120  84  59  46 

16、; 39  33  30  1000  83  42  31  23  18  14  12  1500  60  30  18  15  12  10  7  2000  42 

17、 21  15  12  10  8  6  2500  30  17  12  10  8  7  5 </t<t6）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1關(guān)斷，則圖1可等效為圖3（d）所示的電路，此時(shí)，電源vs處于負(fù)半周，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反，vs一邊給c2充電，一邊給負(fù)載提供能量。儲(chǔ)能電容c2兩端的

18、電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（4）式。<></t<t5）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1導(dǎo)通，則圖1可等效為圖3（c）所示的電路，此時(shí)電源vs給l反向充電，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反。由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于工作頻率，可以看作電源電壓為恒定值，則l上的電流il反向逐漸增加；同時(shí)輸出濾波電容c2放電，給負(fù)載提供能量。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（3）式。<> <t<t5）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1導(dǎo)通，則圖1可等效為圖3（c）所示的電路，此時(shí)電源vs給l反向充電，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反。由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于工作頻率，可以看

19、作電源電壓為恒定值，則l上的電流il反向逐漸增加；同時(shí)輸出濾波電容c2放電，給負(fù)載提供能量。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（3）式。< p=""><t<t6）：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，開(kāi)關(guān)管v1關(guān)斷，則圖1可等效為圖3（d）所示的電路，此時(shí)，電源vs處于負(fù)半周，il的實(shí)際方向與圖示參考方向相反，vs一邊給c2充電，一邊給負(fù)載提供能量。儲(chǔ)能電容c2兩端的電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為（4）式。< p="">電容C2分別取500uF、1000uF、1500uF、2000uF、2500uF時(shí)，負(fù)載在20140范圍內(nèi)對(duì)應(yīng)分別取7

20、組數(shù)據(jù)，利用MATLAB軟件對(duì)輸出紋波電壓（Vpp）進(jìn)行三次多項(xiàng)式插值，插值后的變化曲線如圖6所示。圖6 功率因數(shù)隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的PF插值曲線從圖6可以看出，紋波電壓值隨負(fù)載電阻的增大而減小，負(fù)載電阻越大，紋波越小，輸出電壓越平滑。在實(shí)際應(yīng)用中要同時(shí)兼顧設(shè)計(jì)要求和成本，一般來(lái)講輸出電壓紋波（Vpp）在滿載的情況下不大于20V就可以滿足要求，這時(shí)候要盡可能考慮到成本，電容體積等因素，所以C2取1500uF左右即可。綜上所述，如果要求輸出紋波電壓VPP在20V以內(nèi)，電容又不太大，優(yōu)先考慮功率因數(shù)的情況下，結(jié)合體積、經(jīng)濟(jì)性等因素，則該電路的最佳參數(shù)選擇為：C2取值在1500uF左右，R

21、取40R60。4.3最佳參數(shù)情況的實(shí)例仿真下面針對(duì)最佳參數(shù)情況進(jìn)行仿真，參數(shù)設(shè)置如下： Vs=220V，初級(jí)電感L=1×10-3H，初級(jí)濾波電容C1=3.3F，輸出儲(chǔ)能電容C2=1500F，開(kāi)關(guān)管的工作頻率為fS=50KHz，負(fù)載R=50。仿真結(jié)果如下：系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，輸入電壓電流波形如圖7所示。可以看出變換器輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形。為了便于比較，圖中交流電壓Vs幅值是原來(lái)的1/20，每一格代表20伏特，電流的單位是安培。圖7 輸入電壓電流波形功率因數(shù)的曲線如圖8所示，從圖中可以看出在0.15秒以前電路處于非穩(wěn)定狀態(tài)，功率因數(shù)有較大跳變，在0.15秒以后電路進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，功率因數(shù)可以達(dá)到0.95以上。圖8 功率因數(shù)的曲線輸出電壓波形如圖9所示，從圖中可以看出輸出平均電壓為400V左右，通過(guò)放大后的可以看出紋波電壓的峰峰值為15V，該電路電容電壓被很好的限制在一定的范圍內(nèi)，儲(chǔ)能電容的耐壓大大減少，保證了電路的輸出特性。圖9 輸出電壓波形5 結(jié)論雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路把雙向開(kāi)