高頻開(kāi)關(guān)整流模塊

1、整流模塊原理及常見(jiàn)問(wèn)題解決方法高頻開(kāi)關(guān)整流模塊高頻開(kāi)關(guān)整流模塊技技術(shù)術(shù)培培訓(xùn)訓(xùn)文檔編號(hào)： - 2 -修訂歷史記錄版本日期說(shuō)明作者V1.002011-03-10- 3 -目錄目錄1、系統(tǒng)概述系統(tǒng)概述.- 5 -2、主電路主電路.- 5 -21、輸入 EMI.- 6 -22、橋式整流.- 7 -23、軟啟動(dòng).- 7 -23、輸入 LC 濾波.- 8 -24、ZVS/ZVZCS PWM DC/DC 全橋變換器.- 8 -25、主變壓器.- 15 -26、高頻整流.- 15 -26、LCD/RLCD.- 16 -27、輸出 EMI.- 16 -28、輸出濾波電容.- 16 -29、假負(fù)載.- 17 -

2、3、控制與驅(qū)動(dòng)電路、控制與驅(qū)動(dòng)電路.- 17 -3.1、控制芯片 UCC3895.- 17 -3.2、峰值電流控制模式.- 17 -3.3、斜率補(bǔ)償電路.- 19 -3.4、最大占空比限制電路.- 20 -3.5、穩(wěn)壓環(huán)路.- 21 -3.6、限流環(huán)路.- 21 -3.7、回縮限流.- 22 -3.8、均流.- 23 -3.9、驅(qū)動(dòng)電路.- 23 -3.9.1、MOSFET 驅(qū)動(dòng)電路.- 23 -3.9.2、IGBT 驅(qū)動(dòng)電路.- 24 -4、輔電電源、輔電電源.- 26 -5、采樣與保護(hù)電路、采樣與保護(hù)電路.- 27 - 4 -5.1、輸入保護(hù)電路.- 28 -5.2、輸出保護(hù)電路.- 29

3、 -5.3、風(fēng)機(jī)調(diào)速和過(guò)溫保護(hù)電路.- 30 -5.4、原邊電流采樣及過(guò)流保護(hù).- 31 -6、通訊電路、通訊電路.- 33 -7、顯示電路、顯示電路.- 33 -8、感性器件設(shè)計(jì)、感性器件設(shè)計(jì).- 34 -9、問(wèn)題、問(wèn)題.- 34 - 5 -1、系統(tǒng)概述系統(tǒng)概述一個(gè)完整的整流模塊包括主電路、控制電路、保護(hù)電路、輔電電路、通訊顯示電路。各功能單元框圖如下：2、主電路主電路21、EMI- 6 -輸入 EMI 濾波主要起到濾除高頻干擾噪聲，不但防止開(kāi)關(guān)電源的高頻噪聲進(jìn)入到電網(wǎng)，又能起到消除電網(wǎng)側(cè)噪聲干擾對(duì)電源模塊的影響。對(duì)于從輸入側(cè)傳入的干擾分為共模干擾和差模干擾，對(duì)于電源向外界傳送的干擾則是高頻

4、的開(kāi)關(guān)噪聲。共模電感：共模電感磁芯一般是采用高 AL 值的材料，由于 AL 值較高，故電感值較高，典型值是數(shù) mH 到數(shù)十 mH 到之間。濾除共模信號(hào)。差模電感：差模電感磁芯一般是采用低 AL 值的鐵粉心材料，由于 AL 值較低，故電感值較低，典型值是數(shù)十 uH 到數(shù)百 uH 到之間。濾除差模信號(hào)。X 電容：X 電容是裝在 L-N 或 L-L 之間，一般選用高容量金屬膜電容，容值由 0.1uF到 1Uf。濾除差模信號(hào)。Y 電容：Y 電容是裝在 L-G、N-G 之間的電容，通常以成對(duì)、相等的容值對(duì)稱(chēng)的出現(xiàn)在濾波器上，其大小必須要符合安規(guī)要求。濾除共模信號(hào)。- 7 -22、橋式整流、橋式整流23、

5、軟啟動(dòng)、軟啟動(dòng) 電容電壓不能突變，否則將產(chǎn)生大電流沖擊。在上電瞬間，為了防止輸入電壓對(duì)輸入電容的沖擊，必須施行軟啟動(dòng)?？梢栽谡鳂蚯盎蚝蟮哪妇€上串入功率電阻，在完全啟動(dòng)之后，用繼電器短接。軟啟動(dòng)的時(shí)間要調(diào)節(jié)好，時(shí)間太短，防沖擊效果不好，時(shí)間太長(zhǎng)，容易燒掉軟啟動(dòng)電阻。軟啟動(dòng)定時(shí)電路常和輸入欠壓電路相互關(guān)聯(lián)。具體見(jiàn)圖。這就涉及到我們常見(jiàn)的啟動(dòng)時(shí)序問(wèn)題，即開(kāi)機(jī)上電-輔電建立-繼電器閉合（軟啟動(dòng)結(jié)束）-告警- 8 -燈滅（輸入過(guò)欠壓燈滅）-原邊電流波形出現(xiàn)（主電建立） 。23、輸入、輸入 LC 濾波濾波整流之后并大電容，就是為了防止在電壓輸入時(shí)，輸入電流太大，損壞整流橋。但是加入電容之后，卻導(dǎo)致功因降

6、低。兩個(gè)電容有時(shí)需要串聯(lián)，在電容兩端各并聯(lián)一個(gè)大電阻，在一定范圍內(nèi)可以保持電容均壓。如圖，從交流電網(wǎng)經(jīng)整流濾波后供給直流負(fù)載。整流電容濾波電路是一種非線性器件和儲(chǔ)能器件的結(jié)合，輸入交流電壓是正弦量，只在輸入電壓比電容電壓高時(shí)才有輸入電流，輸入電流是周期性尖峰電流，波形嚴(yán)重畸變，如圖所示，這樣將導(dǎo)致功率因數(shù)低下，必須加功率因數(shù)校正，可以選擇有源或無(wú)源功因校正。加 PFC 電感就是無(wú)源功因校正，電路簡(jiǎn)單。但是這種方式提高功因的能力是有限的。 24、ZVS/ZVZCS PWM DC/DC 全橋變換器全橋變換器我公司目前常用的 DC/DC 變換是零電壓變換和零電壓零電流變換。前者典型的應(yīng)用有 ZZ21

7、、ZZG22，后者典型的有 ZZG23、部分 ZCD。ZVS PWM DC/DC 全橋變換器全橋變換器 ZVS DC/DC 全橋變換器的主電路如圖 2，主要器件：功率管 Q1-Q4，及其并聯(lián)電容 C1-C4，D1-D4 是 MOS 管的體二極管，諧振電感 Lr，隔直電容 Cr，箝位續(xù)流二極管 D5、D6，主變壓器 T，D7-D10 組成副邊整流橋，L 為輸出濾波電感。其中 Q3、Q4 組成超前橋臂，Q1、Q2 組成滯后橋臂。- 9 -圖表 1ZVS DC/DC 全橋變換器的工作過(guò)程全橋變換器的工作過(guò)程 參照?qǐng)D 3，對(duì) ZVS 進(jìn)行半個(gè)周期的分析。 假設(shè)電路各元器件都是理想器件，且： C3=C4

8、=Clead ，C1=C2=Clag ，。LrL2nt0 之前，Q2、Q3 全部開(kāi)通，電路工作情況如圖 2，電壓 VAB 為正，VAB加在 Lr+（折算到原邊的總電感量）兩端，原邊電流緩慢上升，副邊整流管L2nD7、D9 同時(shí)導(dǎo)通。t0-t1，t0 時(shí)關(guān)斷 Q3，由于并聯(lián)電容 C3 的作用，Q3 兩端電壓不能突變，所以 Q3 是零電壓關(guān)斷。電源供電通路被阻斷，原邊電流明顯減小，VAB 開(kāi)始減小。由于原邊等效電感 Lr+的存在，電流方向不會(huì)立即改變，電源開(kāi)始對(duì)L2nC3 充電，同時(shí) C4 放電，電壓從 V+開(kāi)始下降，等效電感與 C3、C4 開(kāi)始串聯(lián)諧振。在 t1 時(shí)刻，C4 的電壓降為零，諧振結(jié)

9、束，D4 自然導(dǎo)通，VAB 下降到零，副邊電壓下降到零。電路工作情況如圖 4。- 10 -圖表 2圖表 3- 11 -圖表 4t1-t2，D4 導(dǎo)通，將 Q4 箝位于零電壓，可以選擇在 t1 之后開(kāi)通 Q4，Q4是零電壓開(kāi)通。VAB 仍為零，副邊電壓為零，折算到原邊的總電感量仍為L(zhǎng)r+n2L，原邊電流開(kāi)始緩慢下降，箝位續(xù)流二極管 D6 分擔(dān)了體二極管 D4 的電流負(fù)荷。電路工作情況如圖 5。t2-t3，在 t2 時(shí)刻關(guān)斷 Q2，由于 C2 的作用，Q2 兩端電壓不能突變，Q2是零電壓關(guān)斷。電源開(kāi)始對(duì) C2 充電，C1 放電，C1 電壓由 V+開(kāi)始下降。同時(shí)VAB 由零開(kāi)始反向增加，副邊繞組電勢(shì)

10、下正上負(fù)，整流管 D8、D10 導(dǎo)通，而副邊繞組的電流方向不變，所以四個(gè)整流管同時(shí)導(dǎo)通，副邊電壓仍為零，VAB 全加在原邊等效電感 Lr，Lr 與 C1、C2 諧振，原邊電流下降速度變快。電路工作情況如圖 6。- 12 -圖表 5 圖表 6t3-t4，t4 時(shí)刻，C1 的電壓降為零, D1 自然導(dǎo)通，箝位續(xù)流管 D5 分擔(dān)D1 的電流負(fù)荷，環(huán)流中的部分能量回饋電網(wǎng)。VAB 繼續(xù)反向增大至-V+，副邊電壓為零，原邊電流繼續(xù)下降。電路工作情況如圖 7。t4-t5，可以選擇 t4 之后開(kāi)通 Q4，由于 D4 將 C4 電壓箝位于零，Q4 是零電壓開(kāi)通。原邊電流以斜率 V/Lr 急速下降，t5 時(shí)刻，

11、原邊電流降到零，D1、D4、D5、D6 自然關(guān)斷。VAB 為 V+，原邊電流仍不足以提供負(fù)載電流，4 個(gè)副邊整流管同時(shí)導(dǎo)通，相當(dāng)于副邊短路，原邊短路，副邊電壓為零。電路工作- 13 -情況如圖 7。圖表 7圖表 8t5-t6，原邊電流降到零之后仍以斜率 V/Lr 急速反向增加，Q1、Q4 導(dǎo)通。VAB 為 V+，原邊電流仍不足以提供負(fù)載電流，4 個(gè)副邊整流管同時(shí)導(dǎo)通，相當(dāng)于副邊短路，原邊短路，副邊電壓為零。電路工作情況如圖 8。t6-t7，t6 時(shí)原邊電流大于 IO/n，即原邊電流足以提供負(fù)載電流，副邊整流管 D7、D9 退出續(xù)流，D8、D10 整流。VAB 為 V+，副邊電壓建立，電路工作情

12、況如圖 9。到此，分析了 ZVS DC/DC 全橋變換器半個(gè)周期的工作情況，余下半個(gè)周期與上半周期相似，此處不在分析。以上各階段，我們最關(guān)注的是 t01、t24 的持- 14 -續(xù)時(shí)間。因?yàn)檫@兩個(gè)階段是死區(qū)時(shí)間，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，必須嚴(yán)禁超前橋臂或滯后橋臂直通。t01=(2* Clead*V)/ip(t0)t24=arcsinV/(Zp*ip(t2)/w其中，Zp=Lr/(2*Clag) 0.5 w=(2*Lr*Clag) 0.5 可選擇死區(qū)時(shí)間 tdealymaxt01、t24。實(shí)現(xiàn)實(shí)現(xiàn) ZVS 的條件的條件要實(shí)現(xiàn) ZVS，必須有足夠的諧振能量用來(lái)： 抽走將要開(kāi)通的開(kāi)關(guān)管結(jié)電容和并聯(lián)電容的能量；

13、 給同一橋臂已經(jīng)關(guān)斷的開(kāi)關(guān)管結(jié)電容和并聯(lián)電容充電； 抽走主變壓器分布電容的能量。即：超前橋臂：0.5*（Lr+n2L）* ip(t0) 20.5* Clead*V2+0.5* Clead*V2+0.5* CTR*V2滯后橋臂：0.5*Lr*ip(t2) 20.5* Clag*V2+0.5* Clag*V2+0.5* CTR*V2顯然，超前橋臂通斷時(shí)折算到原邊的電感量足夠大，原邊電流大，有足夠的諧振能量，容易實(shí)現(xiàn)零電壓通斷；滯后橋臂通斷時(shí)，折算到原邊的電感量只有Lr，而實(shí)際上 Lr 遠(yuǎn)小于 n2L，而且此時(shí)原邊電流較小，所以滯后橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓比較困難。最關(guān)注的是滯后橋臂，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，上式可簡(jiǎn)化為：

14、滯后橋臂：0.5*Lr*ip(t2) 21.33*Clag*V2原邊電流可選擇在 1/3 額定輸出功率時(shí)的值。ZVS 存在的問(wèn)題存在的問(wèn)題副邊占空比丟失副邊占空比丟失在原邊電流上沖或下沖（正到負(fù)或由負(fù)到正）的過(guò)程中，存在一段時(shí)間，即原邊電流不足以提供負(fù)載電流，副邊整流管同時(shí)導(dǎo)通，致使副邊短路，副邊電壓為零，而 VAB 電壓已經(jīng)建立，所以副邊占空比丟失。副邊短路時(shí)，變壓器- 15 -原副邊不再關(guān)聯(lián)，對(duì)于原邊，輸出濾波電感不再折算到原邊，而且此時(shí)原邊只有漏感 Lr，原邊電流上沖或下沖的斜率是（Vin/Lr） ，存在變化時(shí)間，這段時(shí)間對(duì)應(yīng)的是副邊占空比丟失時(shí)間，如圖 1-9 中 t25 時(shí)段。而 Z

15、VZCS 中，沒(méi)有諧振電感，只有主變?cè)吢└校浅Ｐ?，原邊電流可以急劇過(guò)渡，不存在副邊占空比丟失的現(xiàn)象。原邊環(huán)流原邊環(huán)流從原理圖上就可以看出，之所以有兩個(gè)箝位續(xù)流管，就是因?yàn)樵叚h(huán)流的存在，這加大了損耗，導(dǎo)致效率較低，這也是 ZVS 效率低于 ZVZCS 的重要因素。ZVS 的實(shí)際應(yīng)用的實(shí)際應(yīng)用 實(shí)際應(yīng)用中，對(duì)箝位續(xù)流管 D5、D6 還增加了阻容吸收措施，如圖 2-9。圖表 925、主變壓器、主變壓器主變是高頻變壓器，主要是完成功率傳輸?shù)淖饔?，頻率越高，可傳輸?shù)墓β试酱?，其次要隔離輸入與輸出，可以承受幾 KV 耐壓沖擊。26、高頻整流、高頻整流主變及副邊整流管的結(jié)構(gòu)，常用的有兩種。輸出電壓較高

16、時(shí)常選擇第一種，- 16 -即全橋整流，輸出電壓較低時(shí)常選擇第二種，即主變帶中心抽頭，采用全波整流。 在副邊整流管的選擇上，主要選擇頻率高，反向恢復(fù)特性好的二極管。26、LCD/RLCD由于諧振電感的存在，加在原邊的電壓將產(chǎn)生大于輸入電壓的尖峰，實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，原邊箝位續(xù)流二極管配合著副邊整流之后的 LCD 或 RLCD 使用，就可以有效抑制原副邊電壓尖峰。27、輸出、輸出 EMI作用同輸入 EMI。- 17 -28、輸出濾波電容、輸出濾波電容一般是電解電容和箔膜電容配合使用。隨著主開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷和導(dǎo)通，輸出濾波電感上的電流不斷上升下降，而這些電流波動(dòng)將對(duì)輸出電容充放電，隨之產(chǎn)生輸出電壓紋波。增大

17、輸出濾波電容可以減小輸出電壓紋波，但是由于電容內(nèi)部等效電阻ESR 的存在，有時(shí)加大電容減小紋波的效果，并不如加大輸出濾波電感效果明顯。29、假負(fù)載、假負(fù)載 在空載時(shí)，占空比極小，并不一定每個(gè)周期都有開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，這樣將導(dǎo)致輸出電壓波動(dòng)較大，輸出不穩(wěn)定，在輸出并接大電阻，使模塊稍稍帶載，使得模塊在空載時(shí)能夠以極小的占空比導(dǎo)通，即原邊電流連續(xù)，保持空載輸出電壓恒定。3、控制與驅(qū)動(dòng)電路、控制與驅(qū)動(dòng)電路3.1、控制芯片、控制芯片 UCC3895TI 芯片 UCC3895 是移相全橋 PWM 控制器的專(zhuān)用芯片，可用于中大功率的直流整流器的設(shè)計(jì)。適用于電壓模式控制或電流模式控制。本文不再詳細(xì)介紹該芯片，請(qǐng)參

18、閱本文附帶的 UCC3895 中文資料。圖 3-1 即是 DC/DC 控制電路的簡(jiǎn)化模型，詳細(xì)請(qǐng)見(jiàn)圖紙。3.2、峰值電流控制模式、峰值電流控制模式DC/DC 采用峰值電流控制模式，雙環(huán)控制。外環(huán)采用輸出穩(wěn)壓電壓環(huán)和限流電流環(huán)并聯(lián)工作，電壓環(huán)的采樣信號(hào)是輸出電壓，限流環(huán)的采樣是輸出電流，兩者的給定都是單片機(jī)發(fā)出的精準(zhǔn)電壓，反饋采樣與給定經(jīng) PI 調(diào)節(jié)后輸出誤差放大信號(hào)，誤差放大信號(hào)幅值小的起作用；內(nèi)環(huán)是峰值電流控制環(huán)，其采樣信- 18 -號(hào)是主變壓器的原邊電流，該環(huán)的給定為外環(huán)的輸出電壓信號(hào)。電路的原理如圖 3-1 所示。該系統(tǒng)將代表開(kāi)關(guān)管瞬態(tài)電流信息的動(dòng)態(tài)信號(hào)（即斜率補(bǔ)償信號(hào)），與頻率和幅值都

19、恒定的鋸齒波信號(hào) CT 疊加，然后再與外控制環(huán)輸出的電壓信號(hào)（誤差放大信號(hào)）進(jìn)行比較，共同決定占空比的大小。占空比既與電壓信號(hào)成正比，又與開(kāi)關(guān)管瞬態(tài)電流到達(dá)峰值的時(shí)刻相關(guān)，從而保證開(kāi)關(guān)管的瞬態(tài)電流峰值跟隨參考電壓而變化。這種控制方式具有內(nèi)在的瞬時(shí)調(diào)整和逐波限流的能力，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)功率開(kāi)關(guān)器件的動(dòng)態(tài)瞬時(shí)保護(hù)，還可以自動(dòng)保持高頻功率變壓器動(dòng)態(tài)磁平衡。 峰值電流控制模式的特點(diǎn)： 對(duì)負(fù)載變動(dòng)和網(wǎng)壓波動(dòng)的調(diào)整非?？?； 具有瞬時(shí)和逐波限流的能力，可迅速對(duì)電力電子器件進(jìn)行過(guò)流保護(hù)； 防止偏磁，自動(dòng)保持變壓器的動(dòng)態(tài)磁平衡； 采用峰值電流控制模式時(shí)，在占空比大于 0.5 時(shí)，容易導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。需要增加必要的解決

20、措施，例如增加電流斜率補(bǔ)償，能有效的解決系統(tǒng)不穩(wěn)定問(wèn)題。- 19 - 圖 3-13.3、斜率補(bǔ)償電路、斜率補(bǔ)償電路圖 3-2- 20 -采用峰值電流控制，這種控制方式當(dāng)占空比大于 0.5 時(shí)會(huì)產(chǎn)生振蕩。在實(shí)際工作中，一般采用斜率補(bǔ)償方式解決。具體電路如圖 3-2 所示，該電路中，CT 信號(hào)，經(jīng)過(guò)運(yùn)放隔離，與原邊電流采樣信號(hào) Is+、基準(zhǔn)電壓的分壓信號(hào)VREF 相加得到峰值電流控制的反饋信號(hào)，該信號(hào)送到 RAMP 端，峰值電路比較器的負(fù)輸入端?？梢酝ㄟ^(guò)調(diào)節(jié)電阻來(lái)調(diào)節(jié)補(bǔ)償?shù)男甭?。由于疊加信號(hào)會(huì)產(chǎn)生，在沒(méi)有電流信號(hào)的情況下，也有斜率補(bǔ)償信號(hào)，這樣容易導(dǎo)致峰值電流控制不穩(wěn)定。從而增加了原理圖中左側(cè)電路

21、，其功能是實(shí)現(xiàn)在對(duì)角橋臂不同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，封鎖 RAMP 端。注意 K2 信號(hào)，只有對(duì)角橋臂同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，K2 才是高電平。在僅僅加上輔電的情況下，斜率補(bǔ)償?shù)牟ㄐ稳鐖D 3-3 所示。圖 3-3- 21 -3.4、最大占空比限制電路、最大占空比限制電路圖 3-4由于控制芯片 UCC3895 在最大有效占空比接近 100時(shí)，會(huì)出現(xiàn)驅(qū)動(dòng)波形紊亂現(xiàn)象。因此在實(shí)際使用時(shí)，增加了最大有效占空比限制電路。原理如圖 3-4 所示。主要工作原理是當(dāng)有效占空比達(dá)到最大時(shí)，該電路強(qiáng)行給 RAMP 端增加一個(gè)有效封鎖高電平（圖 3-3 中的脈沖高電平） ，導(dǎo)致芯片內(nèi)部電路限制有效占空比的輸出。通過(guò)調(diào)節(jié)電位器 RW1 產(chǎn)生稍

22、大于每個(gè)周期 CT 下降時(shí)間的脈沖寬度信號(hào)，該信號(hào)與有效脈寬進(jìn)行邏輯運(yùn)算，完成脈寬限制功能。左上方信號(hào)K2 的引入以及 CD4011 構(gòu)成的時(shí)序邏輯電路，保證了在正常導(dǎo)通時(shí)，該電路不啟動(dòng)。3.5、穩(wěn)壓環(huán)路、穩(wěn)壓環(huán)路- 22 -圖 3-5 電壓采樣信號(hào) VF，經(jīng)過(guò)隔離分壓之后產(chǎn)生穩(wěn)壓環(huán)的反饋信號(hào) VF2，電壓給定 VG 是單片機(jī)發(fā)出的精準(zhǔn)穩(wěn)壓信號(hào)。此處暫不考慮均流對(duì)電壓給定的影響。給定與反饋經(jīng)過(guò) PI 調(diào)節(jié)后輸出誤差放大信號(hào) EO，進(jìn)入控制芯片，經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)有效占空比，使反饋信號(hào)始終緊緊跟隨給定信號(hào)，從而可以實(shí)時(shí)穩(wěn)定輸出電壓。電位器 1RW4 可以調(diào)節(jié)電壓的實(shí)際輸出，電位器 1RW1 可以調(diào)節(jié)電壓的

23、顯示值。3.6、限流環(huán)路、限流環(huán)路圖 3-6 輸出電流采樣信號(hào) IF-經(jīng)放大補(bǔ)償后產(chǎn)生電流反饋信號(hào) IF，電流給定 IG 是單片機(jī)發(fā)出的精準(zhǔn)穩(wěn)壓信號(hào)。給定與反饋經(jīng)過(guò) PI 調(diào)節(jié)后輸出誤差放大信號(hào)EO，進(jìn)入控制芯片，經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)有效占空比，可以實(shí)時(shí)穩(wěn)定輸出電流。電位器1RW3 可以調(diào)節(jié)電流的實(shí)際輸出，電位器 1RW2 可以調(diào)節(jié)電流的顯示值。- 23 -3.7、回縮限流、回縮限流圖 3-7當(dāng)輸出電壓很低如短路時(shí)，電壓反饋信號(hào) VF2 非常小，通過(guò)比例運(yùn)算，到達(dá) 1D27 的陰極，電流給定因二極管的導(dǎo)通而被箝位于約 0.7V，從而限制了電流輸出，這種模式在短路保護(hù)時(shí)有利于保護(hù)主功率管。- 24 -3.8

24、、均流、均流圖 3-10當(dāng)模塊并機(jī)工作時(shí)，就需要平均分配負(fù)荷，均流就顯得尤為重要。圖 3-10中，CS+為均流信號(hào)，IF 為輸出電流反饋信號(hào)。當(dāng)模塊獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，精密運(yùn)放OP07 的同相輸入端與反向輸入端幾乎相等，OP07 輸出為零，對(duì)穩(wěn)壓環(huán)的電壓給定信號(hào)幾乎沒(méi)有影響；當(dāng)并機(jī)時(shí)所有模塊的均流信號(hào)相接，如果 IF 小于均流母線的信號(hào) CS+，則其誤差經(jīng) OP07 放大后疊加到電壓給定 VG，VG 變大，通過(guò)穩(wěn)壓環(huán)路調(diào)節(jié)輸出電壓變大，則輸出電流變大，電流采樣 IF 變大，知道 IF與 CS+達(dá)到一個(gè)平衡點(diǎn)為止。3.9、驅(qū)動(dòng)電路、驅(qū)動(dòng)電路3.9.1、MOSFET 驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)電路- 25 -圖 5-8

25、選用雙路驅(qū)動(dòng)芯片驅(qū)動(dòng) MOS 管，具體電路如圖所示。由于驅(qū)動(dòng)芯片本身驅(qū)動(dòng)能力有限，可以在其后加上功率放大電路以增加驅(qū)動(dòng)能力，這樣可以提高 MOS 管的開(kāi)通和關(guān)斷速度。為了防止超前或滯后橋臂上的功率管直通短路，同一橋臂功率管的驅(qū)動(dòng)脈沖應(yīng)該為帶有死區(qū)時(shí)間且互補(bǔ)的PWM 信號(hào)。為了防止變壓器出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象，致使鐵芯飽和，在脈沖變壓器的原端串入隔直電容，取值為 2uF。典型的 MOSFET 驅(qū)動(dòng)電路如圖所示，柵極有較小的驅(qū)動(dòng)電阻以抑制震蕩，開(kāi)通時(shí)經(jīng) R9 對(duì) MOSFET 輸入電容充電，關(guān)斷時(shí)經(jīng) R11 對(duì)輸入電容放電。由于MOSFET 的 GS 承受的耐壓一般為 30V，必須加兩個(gè)反串的穩(wěn)壓管及大電阻

26、 R50 以抑制 GS 之間的電壓。3.9.2、IGBT 驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)電路- 26 -IGBT 的專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)芯片有三菱的 M579 系列和富士的 EXB841 系列。這些芯片內(nèi)置的都有 IGBT 過(guò)流保護(hù)電路，當(dāng)有驅(qū)動(dòng)脈沖時(shí)，過(guò)流保護(hù)電路開(kāi)始工作，當(dāng)驅(qū)動(dòng)脈沖消失時(shí)，過(guò)流保護(hù)電路停止工作。由于 IGBT 的正向?qū)▔航?VCE 隨著電流增大而增大，基于此，通過(guò)檢測(cè)導(dǎo)通時(shí)的 VCE 就可以判斷 IGBT 是否過(guò)流。 下圖是典型的 MOSFET 或 IGBT 的接法。- 27 -4、輔電電源、輔電電源為保護(hù)電路、控制電路、通訊顯示電路以及各種芯片等提供電源就是輔電。輔電的特點(diǎn)是輸入電壓較高，功率較小，

27、輸出繞組較多而且需要隔離。我公司傳統(tǒng)上的輔電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是單管或雙管反激，控制芯片采用 TI 的 UC3845 或UC3844。單管反激的原理如圖 4-1。 圖 4-1- 28 -5、采樣與保護(hù)電路、采樣與保護(hù)電路保護(hù)就是為了遏制或避免某些危險(xiǎn)的發(fā)生所做的措施。如輸入電壓過(guò)高則會(huì)對(duì)輸入側(cè)的主功率管產(chǎn)生電壓沖擊；輸出電壓過(guò)高則會(huì)對(duì)輸出電容和負(fù)載電池產(chǎn)生沖擊。所以，一旦這些危害產(chǎn)生，就要產(chǎn)生一個(gè)告警信號(hào)，一方面通過(guò)通訊和顯示電路發(fā)出告警，另一方面關(guān)斷主電路。告警信號(hào)向單片機(jī)傳輸。 告警信號(hào)轉(zhuǎn)為關(guān)機(jī)信號(hào)，一方面關(guān)斷 UCC3895，另一方面封鎖驅(qū)動(dòng)。- 29 -5.1、輸入保護(hù)電路、輸入保護(hù)電路圖 5-

28、4RW1 為過(guò)壓調(diào)節(jié)電阻，RW2 為欠壓調(diào)節(jié)電阻。輸入電壓的采樣與基準(zhǔn)電壓做比較，由此可判斷是否過(guò)欠壓。如果輸入電壓采樣與基準(zhǔn)電壓相差很少，稍有干擾，模塊將頻繁的進(jìn)行保護(hù)-關(guān)機(jī)-開(kāi)機(jī)-保護(hù)。為避免這些誤動(dòng)作，大多數(shù)保護(hù)都采用滯回比較器。下面是門(mén)限電壓計(jì)算公式：- 30 -5.2、輸出保護(hù)電路、輸出保護(hù)電路圖 5-10反饋電壓 VF 經(jīng)過(guò)限幅二極管把電壓限為 0.7V12V 之間，在經(jīng)過(guò)電壓跟隨得到 VF1。輸出欠壓：VF1 經(jīng)過(guò) 1R136 與 1R117 分壓后進(jìn)入 1U3B 的 6 腳，與給定電壓- 31 -VREF1(2.5V)進(jìn)入 1U3B 的 5 腳，當(dāng)反饋大于給定時(shí)，1U3B 的

29、7 腳輸出高電平，即 OUL-D 為高電平，此為輸出欠壓保護(hù)，當(dāng)模塊輸出欠壓時(shí)，經(jīng)過(guò)三極管1V3、1V4 的作用，使繼電器 1K1 線圈失電，其常閉觸點(diǎn)斷開(kāi)，CS+與 CS 被阻斷，該模塊不再參與均流。輸出欠壓時(shí)，模塊不關(guān)機(jī)，仍正常工作，僅發(fā)出告警信號(hào)。輸出過(guò)壓：VF1 經(jīng)過(guò) 1R115 與 1R114(并聯(lián) 1R119)分壓后的電壓進(jìn)入 1U2A的 3 腳，與給定電壓 VREF1(2.5V)進(jìn)入 1U2A 的 2 腳，當(dāng)反饋大于給定時(shí)，1U2A的 1 腳輸出高電平，即 OUH-D 為高電平，此為直流電壓過(guò)壓保護(hù)。模塊輸出過(guò)壓為打嗝式保護(hù)，即：僅當(dāng)單片機(jī)在固定的時(shí)間內(nèi)（如 1min）檢測(cè)到模塊連續(xù)產(chǎn)生三次輸出過(guò)壓告警時(shí)，才對(duì)模塊的輸出進(jìn)行封鎖，模塊關(guān)機(jī)，同時(shí)告警不消失，直到斷電重啟。5.3、風(fēng)機(jī)調(diào)速和過(guò)溫保護(hù)電路、風(fēng)機(jī)調(diào)速和過(guò)溫保護(hù)電路圖 5-7在插座 J9 和 J10 上各接一 NTC 熱敏電阻，NTC 熱敏電阻安裝在散熱器上，同過(guò) PTC 熱敏電阻