基于multisim的100W全互補對稱甲乙類音頻功率放大器的設(shè)計與模擬(共32頁)

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上基于multisim的100W全互補對稱甲乙類音頻功率放大器的設(shè)計與模擬設(shè)計者：鐘禮浩指導(dǎo)教師： （華南農(nóng)業(yè)大學工程學院）目錄：1設(shè)計背景及意義1.1 功放簡介1.2 電路仿真軟件Multisim簡介1.3 全互補對稱功放電路簡介1.4 甲乙類功放電路簡介2 設(shè)計方案 2.1 總模塊設(shè)計圖2.2 主放大器詳細模塊圖2.3 電源模塊供電電壓的計算2.4 簡要設(shè)計規(guī)格與參數(shù)3 電路圖3.1 電路總圖3.2 小信號放大器電路圖3.3 主放大器電路圖3.4 輸出網(wǎng)絡(luò)及延遲保護模塊電路圖3.5 普通穩(wěn)壓電源模塊電路圖3.6 線性穩(wěn)壓電源模塊電路圖4 各模塊設(shè)計思路及元件運用介紹

2、4.1 小信號放大器模塊4.2 主放大器模塊4.2.1 差分輸入級4.2.2 電壓放大級4.2.3 推動級4.2.4 直流伺服系統(tǒng)4.2.5 晶體管保護模塊4.3 輸出網(wǎng)絡(luò)4.4 延時保護模塊4.5 普通穩(wěn)壓電源模塊4.6 線性穩(wěn)壓電源模塊5 放大性能及相位測量6 參考文獻1. 設(shè)計背景及意義1.1 功放簡介在現(xiàn)代社會中，電子產(chǎn)品消費已經(jīng)成為第二產(chǎn)業(yè)的一大重要組成部分，雖然音頻功放有著較遙遠的歷史及成熟的產(chǎn)業(yè)鏈，但是，音頻設(shè)計的更新?lián)Q代從來沒有停止，每一年都會涌現(xiàn)各類新型音響產(chǎn)品及其附屬品。設(shè)計一款優(yōu)良性能的功率放大器，對于人們生活質(zhì)量的改善，有著不可磨滅的意義。近年來，模擬集成電路特別是運算

3、放大器的設(shè)計技術(shù)進步神速，與分立件功放設(shè)計技術(shù)進展緩慢形成鮮明對比。但是，對比分立元件，集成器件有如下缺點：（1） 大量電路技術(shù)主要建立在集成電路能夠制作出高精度匹配器件的基礎(chǔ)上，同時還要求器件占用芯片面積小，以減少成本。（2） 集成電路難于制造精度高，線性好的電阻，很多電路技術(shù)為解決這一問題服務(wù)。由于電容占用芯片面積大，集成電路不便于制作，電容必須盡可能小，電路設(shè)計也因此收到了影響。對于集成電路功放和混合集成功放來說，設(shè)計固定，難以干預(yù)，只要按照廠方的應(yīng)用技術(shù)文檔，就可以簡單使用，因此不再在這里進行探討。雖然集成功放的品質(zhì)和可靠性在過去10多年來有顯著提高，但低失真，大功率功放仍是分立元件設(shè)

4、計占主導(dǎo)地位。另外，很少有其他技術(shù)領(lǐng)域像音響領(lǐng)域那樣，受錯誤信息，虛假論述和是非混淆所困擾。在過去的20年中，音響領(lǐng)域富于爭議的觀點和非理性的主觀觀點在增多，音響主觀評價的盛行加劇了這一現(xiàn)象。本設(shè)計以科學理論為基礎(chǔ)，模擬軟件為輔助設(shè)計100w音頻功率放大器。以參數(shù)，實驗數(shù)據(jù)作為性能的衡量標準，不外加各種主觀因素。設(shè)計方案遵循安全，性能，效率，成本等4個主要因素綜合考慮。1.2 電路仿真軟件Multisim簡介 Multisim軟件就是一個專門用于電子線路仿真與設(shè)計的 EDA 工具軟件。作為 Windows 下運行的個人桌面電子設(shè)計工具， Multisim 是一個完整的集成化設(shè)計環(huán)境。而且Mul

5、tisim計算機仿真與虛擬儀器技術(shù)可以很好的解決理論教學與實際動手實驗相脫節(jié)的這一老大難問題。學員可以很好地、很方便地把剛剛學到的理論知識用計算機仿真真實的再現(xiàn)出來。并且可以用虛擬儀器技術(shù)創(chuàng)造出真正屬于自己的儀表。極大地提高了學員的學習熱情和積極性。真正的做到了變被動學習為主動學習。這些在教學活動中已經(jīng)得到了很好的體現(xiàn)。還有很重要的一點就是：計算機仿真與虛擬儀器對教員的教學也是一個很好的提高和促進。 理論教學計算機仿真實驗環(huán)節(jié)。 1.3 全互補對稱功放電路簡介本設(shè)計電路為全對稱全互補式，能充分發(fā)揮NPN和PNP型晶體管互補的優(yōu)點，使整體電路具有極高的穩(wěn)定度。因信號從輸入到輸出都處于推挽放大狀態(tài)

6、，因而對稱性很好，保真度極高。減少因互補管配對誤差而造成的靜態(tài)失調(diào)。1.4 甲乙類功放電路簡介甲乙類（ClassAB）放大器在低電平驅(qū)動時，放大器為甲類工作，當提高驅(qū)動電平時，轉(zhuǎn)為乙類工作。甲乙類放大器的長處在于它比甲類提高了小信號輸入時的效率，隨著輸出功率的增大，效率也增高，雖然失真比甲類大，然而至今仍是應(yīng)用最廣泛的晶體管功率放大器程式，趨向是越來越多的采用高偏流的甲乙類，以減少低電平信號的失真。 2. 設(shè)計方案 2.1 總模塊設(shè)計圖輸出網(wǎng)絡(luò)/揚聲器主功率放大器揚聲器延時保護小信號緩沖/放大模塊電源模塊非穩(wěn)壓電源線性穩(wěn)壓電源 2.2 主放大器詳細模塊圖輸出緩沖電壓放大差分輸入放大晶體管保護電

7、路直流伺服系統(tǒng)三級結(jié)構(gòu)簡介： 本設(shè)計采用放大器經(jīng)典的三級結(jié)構(gòu)，這種三級結(jié)構(gòu)的放大器布局安排容易，能夠使級與級之間的相互干擾降低至可以忽略的程度。此外它還有一些其他優(yōu)點。第二級由于是電流輸入（輸入端可以視為虛擬地），在第一級的輸入處只有很小的信號電壓，因此第一級的輸出電壓很小，這樣就使得第一級管子因密勒效應(yīng)帶來的相移和可能存在的厄利效應(yīng)減至最小。補償電容的加入降低了第二級的輸入阻抗，使得第三極輸入阻抗非線性帶來的影響被削減。2.3 電源模塊供電電壓的計算（1）以100W平均功率工作時的輸出電壓：這表明最大輸出電壓的峰值（峰-峰值）使用正負雙電源供電，取峰峰值的一半即40V，由于放大級三極管壓降等

8、要素考慮，外加10V的容裕即±50V。（2）線性穩(wěn)壓模塊主要為運算放大器供電及主放大器差分輸入級供電（后述），取運放常用供電電壓±15V。2.4 簡要設(shè)計規(guī)格與參數(shù)主放大器設(shè)計規(guī)格電壓增益21倍（26.44dB）輸出功率100W RMS （8歐負載）響應(yīng)頻率20Hz-20000Hz 小信號放大器設(shè)計規(guī)格電壓增益2倍（6.02dB）電源模塊設(shè)計規(guī)格普通穩(wěn)壓電源模塊±50V DC線性穩(wěn)壓電源模塊±15V DC延遲喇叭保護模塊設(shè)計規(guī)格開機延遲時間2秒3. 電路圖3.1 電路總圖3.2 小信號放大器電路圖3.3 主放大器電路圖3.4 輸出網(wǎng)絡(luò)及延遲保護模塊電路圖

9、3.5 普通穩(wěn)壓電源模塊電路圖3.6 線性穩(wěn)壓電源模塊電路圖4. 各模塊設(shè)計思路及元件運用介紹4.1 小信號放大器模塊由滑動變阻器R33作為輸入音量調(diào)節(jié)。D28和D27兩只二極管對運算放大器輸入端進行保護。U1A作為同相放大器和U1B作為電壓跟隨器共同構(gòu)成電壓增益為2倍的放大器，C46為高頻補償電容。C47,C49,C50,C51為電源退偶電容。R71和R72為運放輸出電壓平衡電阻，信號后經(jīng)一個高通無源濾波網(wǎng)絡(luò)進入主放大器。信號增益計算：無源高通濾波器截止頻率計算：該電路考慮到運放NJM5532為雙運放，因此附加一電壓跟隨器增強動態(tài)時的電流輸出能力。4.2 主放大器模塊（只對電路上半部分作分析

10、，電路下半部分雷同，不再敘述）4.2.1 差分輸入級 （1）本設(shè)計的差分輸入與常規(guī)差分輸入級有所不同： 采用獨立的雙差分互補對稱輸入模塊，減少因三極管性能參數(shù)的差異所造成的電壓失調(diào)。 雙差分模塊有獨立的恒流源，減少信號處理時的相互干擾。 差分電路除輸出端一臂使用±50V DC供電外，其余均使用±15V DC供電， 理由如下：±50V DC普通穩(wěn)壓電源的缺點：直流電壓輸出帶有明顯的紋波，必須注意功放本身的電源抑制能力（PSRR）。由于放大級的電壓增益非常高，因此差分輸入級所傳遞的信號電壓非常小（為毫伏級），這時，由于普通穩(wěn)壓電源的紋波波動，以及在太動態(tài)輸出時的擾動，

11、會對差分輸入對管的靜態(tài)工作點造成嚴重影響，由于紋波電壓與差分輸入級交流電壓均為毫伏級別，因此普通穩(wěn)壓電源對差分級輸入所造成的影響不可忽略。之所以采用線性穩(wěn)壓電源供電，不僅因為差分輸入級的消耗功率較低，線性穩(wěn)壓電源能充足提供，而且更重要的是能帶來良好的電源抑制能力。綜上所述，在差分輸入級加入線性穩(wěn)壓電源能提高性能和減少失真。（2） 靜態(tài)工作點 Q9，Q5構(gòu)成差分輸入對管，Q3，Q12構(gòu)成渥爾曼自舉化電路。渥爾曼電路：為了得到放大電路中很好的頻率特性，應(yīng)該使用共基極放大電路，但頻率特性好的代價是使得輸入阻抗變低，電路難于使用，渥爾曼電路剛好克服了這一缺點。 之所以使用渥爾曼電路，第一，能穩(wěn)定差分輸

12、入管的靜態(tài)工作點，Q9，Q5的取決于Q3，Q12的基極電壓，Q3，Q12的基極電壓由R2和R5的分壓共同決定，且R2和R5均由線性穩(wěn)壓電源供電，因此Q9的靜態(tài)工作點不受普通穩(wěn)壓電源模塊±50V DC的影響；第二，由于Q3，Q12的基極輸入阻抗相等，流入基極的電流相等，因此流過Q9，Q5的集電極電流相等，Q3，Q12又等同于一組鏡像電流源，綜上所述，采用渥爾曼電路的好處就是獲得差分輸入對管完全相同的靜態(tài)工作點（理論上）。 靜態(tài)工作點的計算：（取Vbe=0.7V）電流源總支路電流計算：R2和R5支路電流計算（忽略Q3，Q12基極電流）：靜態(tài)工作點電流計算：晶體管的計算：靜態(tài)工作點的選?。?/p>

13、靜態(tài)電流：查看BC550B的技術(shù)文檔資料，其共發(fā)射極電流放大系數(shù)與集電極電流的關(guān)系如下：考慮的因素：由圖可知，Ic超過2mA后hFE下降。同時，主放大器的轉(zhuǎn)換速率（SR）與Ic的大小有關(guān)，Ic越大，轉(zhuǎn)換速率越高。靜態(tài)電流越大，集電極-發(fā)射極壓降不變時，靜態(tài)消耗功率越大。在第一極點P1頻率以上，驅(qū)動主極點電容的電流成為關(guān)鍵因素，而且每上升一個倍頻程這一需求將增大一倍，驅(qū)動電容的電流由輸入級提供，電流峰值需求為：其中，為放大器的輸出電壓峰值假設(shè)，放大器輸出20kHz的100W功率（8歐負載），需要的電流為：綜上所述，為了保持良好的性能，Ic選取2mA左右。集電極-發(fā)射極壓降主放大器以100W功率工

14、作時，輸入的電壓可以等效為： 為了使輸入波形不發(fā)生削波現(xiàn)象及考慮晶體管靜態(tài)耗散功率的發(fā)熱，選取5V左右作為輸入級差分對管的集電極-發(fā)射極壓降。輸入對管的靜態(tài)消耗功率約為：（3） 在Multisim中輸入級對管靜態(tài)工作點的測試數(shù)據(jù)：Q9,Q5的靜態(tài)電流： 相對誤差：Q9,Q5集電極-發(fā)射極壓降： 相對誤差： （4） 為了減少電流源晶體管Q30靜態(tài)發(fā)熱量，加入電阻R19進行分壓。4.2.2 電壓放大級（1） 密勒主極點補償電容C14輸入級跨導(dǎo)gm：在Multisim中放大級的開環(huán)增益：開環(huán)增益為81.671dB12000倍，出于高頻穩(wěn)定性的考慮，將20kHz的增益最大值設(shè)為6000倍即75.6dB

15、，所以（2） Q10,Q24與D6構(gòu)成渥爾曼放大電路。1N4728為3.3V穩(wěn)壓管，假設(shè)溫補管模塊偏置電壓為2.8V，則可以計算本放大級的擺幅，一半擺幅的理論值則為Q24集電極-發(fā)射極壓降：符合設(shè)計要求（40V）。Multisim中對VceQ24的測量：（3） 放大級總支路電流 （A for Amplifier）負載最大電流=負載峰值電壓/阻抗假設(shè)末級推動管的hFE為50，查看中功率管BD139的技術(shù)文檔，100mA為峰值電流，常規(guī)狀態(tài)下設(shè)其hFE為130。 這里設(shè)放大級總支路電流為比大得多的值20mA，以減少預(yù)推動管基極電流對放大級靜態(tài)電流的影響。R9的計算：Multisim中流過R9電流即

16、的測量：（4） Q7與R14,R15構(gòu)成電流過載保護電路，通過檢測R9壓降使Q7導(dǎo)通截止Q10基極信號。功能簡單，不再敘述。（5） 溫度系數(shù)可變的溫度補償及偏置模塊 溫度補償模塊等效電路如上圖所示 電壓放大級電流源的實測數(shù)據(jù)為，下列計算，忽略Q1基極電流。設(shè)Q1 Vbeq為0.7V，溫度系數(shù)為-2.6mV/，由于預(yù)推動管與末級推動管需要的偏置電壓為4*Vbe，為了使主放大器工作在甲乙類狀態(tài)，射極電阻需要有一定壓降使三極管處于導(dǎo)通狀態(tài)，本設(shè)計使用甲乙類結(jié)構(gòu)只為了減少交越失真而并非著重于甲類放大器性能，因此設(shè)置末級推動管的靜態(tài)電流為20mA，則Vbias應(yīng)為： 由電路結(jié)構(gòu)可知，Vbias為4只晶體

17、管提供偏置電壓，因此模塊溫度系數(shù)T應(yīng)為4*-2.6mV/= -10.4mV/ 。這里取t= -2.6mV/,T= -10mV/，x為上升溫度（）。根據(jù)等效電路，可計算3只電阻的取值：= -10mV/ 取R3=10,則R2=500,R1=1400.在電路圖等效為R23=10,R17=500,R18=1400.在實際操作中，一般把R17設(shè)定為可調(diào)變阻器，在現(xiàn)場調(diào)試好末級推動管的靜態(tài)電流，在這里，將R17拆分為一個270電阻和一個500的電位器。經(jīng)調(diào)整后在Multisim中對Vbias和末級推動管IcQ26和IcQ18的測量：Vbias： 模擬中，Vbias與計算值相差甚大，這是由于Multisim

18、內(nèi)部對Vbeq的閾值設(shè)定不同所致的。不過由于電位器的可調(diào)作用，在實際電路中并不造成影響。同時R17+R40=600，在可以接受的調(diào)整范圍內(nèi)。IcQ26和IcQ18： 4.2.3 推動級 （1）Q13與Q26，Q18組成達林頓管電路，設(shè)置0.22歐電阻作為射極電阻。 考慮到單管推動溫度漂移過大，因此增設(shè)一管作并聯(lián)推動。（2） D9為箝位二極管。所有的動圈揚聲器都會在某些頻段呈現(xiàn)出感性阻抗的特性，而感性負載在電流快速變化時會產(chǎn)生瞬時高電壓。在放大器輸出端與電源線之間反接地功率二極管，可以箝制這個瞬時電壓。4.2.4 直流伺服系統(tǒng)（1） 直流伺服系統(tǒng)（之所以用系統(tǒng)來強調(diào)，是因為由于它沒有被包含在主放

19、大器的反饋環(huán)路內(nèi)）形成另一個反饋路徑，這個反饋路徑的直流增益和超低頻增益高，可以為放大器提供連續(xù)不斷的失調(diào)電壓歸零控制，并且只限于控制放大器的直流輸出電位?；窘Y(jié)構(gòu)：積分器同相（2） 特殊的積分電路U2U1 本電路只采用一只電容，為了驗證其積分功能，現(xiàn)假設(shè)R42頂端電位為U1,與C4間的電位為U2，由于運放的增益為2，則輸出端的電位為2U2，則流入C4的電流為： 由公式可知，當設(shè)定R43=R42時，流入C4的電流為恒值，電壓以線性上升。加入C5是為了防止雜散電容引致的高頻不穩(wěn)定。（3）低頻轉(zhuǎn)折頻率的設(shè)計 整個放大器的增益為21倍，R6,R7組成反饋網(wǎng)絡(luò)，由于熱噪聲的關(guān)系，R6的取值應(yīng)盡可能小，

20、這里選取110，則R7為2.2k。為了減少直流伺服系統(tǒng)對輸入級阻抗的影響，選擇注入電阻R44為10倍于R7即22k。由于直流伺服系統(tǒng)為積分器的緣故，經(jīng)過放大器本身反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋信號與經(jīng)過積分伺服路徑的反饋信號幅值相等時，這時的頻點就是-3dB頻點，是由于兩個反饋信號的相位相差90度之故。現(xiàn)設(shè)定低頻轉(zhuǎn)折頻率為0.2Hz，由于R7=R44/10，為了使0.2Hz時兩反饋網(wǎng)絡(luò)幅值相等，則頻率響應(yīng)的增益A=10，R42與C4構(gòu)成低通濾波器及電容充放電網(wǎng)絡(luò)，取C4=0.47uF，有代入C4=0.47uF和f=0.2Hz，得R42=338k，取常用阻值為330k。（4） Multisim中對積分功能的測試

21、（y軸：C4電壓）:輸入：1mV DC輸入：1V DC（5）安全問題 主放大器的電源電壓為正負50伏，運放最大輸出電壓為正負15伏。積分器的頻率響應(yīng)的斜率為-6dB/oct，因此2Hz處的增益下跌為單位增益，即放大倍數(shù)為1,可算得6Hz處的增益至放大倍數(shù)的1/3，即還沒有進入信號（20Hz以上）即可使其衰減至運放電壓的輸出范圍，因此不會對運放及安全造成影響。4.2.5 晶體管保護模塊(1) 晶體管保護需求分析 市面上有不少功率放大器的保護模塊例如uPC1237等，這些芯片與普通的晶體管保護電路只能根據(jù)電流是否過載而進行保護判斷，而實際情況是，功率晶體管的最大功率是一個常數(shù)，不僅取決于流過晶體管

22、的電流，而且也與晶體管的集電極-發(fā)射極壓降有關(guān)。如圖所示為MJE15030(峰值耗散功率50W)的模擬功率曲線，y軸為Ic,x軸為Vce。電流判斷保護線（6A）50W線明顯地，超過10V后，保護線根本不能判斷晶體管是否過載，普通保護電路并不能科學地進行保護工作。（2） 設(shè)置模塊保護曲線，如圖所示：該保護線的參數(shù)為雙折線，參數(shù)點為:組號IcVce16A5V22A15V31A40V（3） 雙斜率電壓電流限制保護電路當Q14開啟后，放大級電流直接由D3與Q14流過，基極偏置電壓失效，從而達到保護晶體管的目的。該電路通過引入R57和R56形成第一條斜率線，D11開啟后，形成第二條斜率線。（D11為1N

23、4740穩(wěn)壓值為10V）電路中的保護模塊可等效為：U2U1（R20為0.22）電位設(shè)置如下：U4零電勢參考點U3電路計算遵循一個原則，U3=VbeQ14=0.7V時開啟保護狀態(tài)。組號1計算： 組號2計算： 聯(lián)立兩式并取R57+R56為10k得，又組號2剛好為斜率轉(zhuǎn)折點，穩(wěn)壓二極管D11開啟，則有代入數(shù)據(jù)得組號3計算：4.3 輸出網(wǎng)絡(luò)輸出網(wǎng)絡(luò)由一個與負載并聯(lián)的茹貝爾網(wǎng)絡(luò)（Rbe,C1）和一個與負載串聯(lián)的電感及其阻尼電阻（Rbe1,L1）組成。揚聲器呈感性負載時，茹貝爾網(wǎng)絡(luò)起穩(wěn)定放大器作用；容性負載時，則由電感及其阻尼電阻為放大器提供穩(wěn)定作用。4.4 延時保護模塊該模塊通過阻容充電延遲主放大器信號進入揚聲器，是因為由于前端電路由于退偶電容充電時間不一及元件不能完全配對以防主放大器的開機直流信號直接流過揚聲器，防止揚聲器線圈損壞。（1） 時間常數(shù)與電路元件值計算設(shè)達林頓管Vbe壓降為0.6V，規(guī)格設(shè)定為t=2s即當t=2s時，繼電器開啟。Q27基極的最終穩(wěn)定電位為：模塊供電電壓為+15V DC則可以設(shè)定R12和R22為13