三相PWM整流器控制器設(shè)計

1、三相PWM 整流器控制器設(shè)計PWM 整流器能夠?qū)崿F(xiàn)整流器電網(wǎng)側(cè)的電流為正弦，從而大大降低整流器對電網(wǎng)的諧波污染。PWM 整流器同時能夠?qū)崿F(xiàn)電網(wǎng)側(cè)電流相位的控制，常見的有使得電網(wǎng)側(cè)電流與電源電壓同相位，從而實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，也可以根據(jù)需要使得電網(wǎng)側(cè)電流相位超前或滯后對應(yīng)的電源相電壓，從而實現(xiàn)對電網(wǎng)的功率因數(shù)補(bǔ)償。三相PWM 整流器主電路和控制系統(tǒng)原理圖如圖1所示，其中A VR 為直流側(cè)電壓外環(huán)PI 調(diào)節(jié)器、ACR_d、ACR_q分別為具有解耦和電源電壓補(bǔ)償功能的dq 軸電流內(nèi)環(huán)PI 調(diào)節(jié)器，PLL 為電源電壓鎖相環(huán)，SVPWM 為電壓空間矢量運(yùn)算器，Iabc to Idiq、Vabc to

2、ValfaVbeta和Vdq to ValfaVbeta分別為三相靜止坐標(biāo)-兩相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo)變換、三相靜止坐標(biāo)-兩相靜止直角坐標(biāo)變換和兩相旋轉(zhuǎn)直角坐標(biāo)-兩相靜止直角坐標(biāo)變換。 圖1 基于空間矢量的三相PWM 整流器原理圖根據(jù)開關(guān)周期平均值概念、三相電壓型PWM 整流器開關(guān)函數(shù)表等，可得到三相電壓型PWM 整流器在dq 坐標(biāo)下微分方程形式和等效電路形式的開關(guān)周期平均模型。經(jīng)過dq 軸電流解耦和電源電壓補(bǔ)償?shù)目刂葡到y(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖2所示，其中小寫的變量表示該變量的開關(guān)周期平均值，大寫的變量表示該變量在工作點的值。v dc d dcq圖2 基于dq 軸電流解耦和電源電壓補(bǔ)償?shù)目刂葡到y(tǒng)結(jié)構(gòu)圖 對解耦和電源

3、電壓補(bǔ)償之后的dq 軸等效電路進(jìn)行工作點附近的小信號分析，即可得到小信號下的傳遞函數(shù)如式(1、（2）和（3）所示，其中L 、R 分別為交流側(cè)的濾波電感及其等效電阻，C 為直流側(cè)濾波電容，Dd 為d 軸在工作點的占空比。i d (s d (s i q (s q (s v dc (s i d (s V dc(13Ls +3R V dc(2 =-3Ls +3R RD d（3） =-RCs +1=-有了對象的傳遞函數(shù)，根據(jù)控制系統(tǒng)校正原則就可整定dq 軸電流環(huán)和直流側(cè)電壓外環(huán)PI 調(diào)節(jié)器的參數(shù)。由于校正原則不是唯一的，不同的設(shè)計準(zhǔn)則可獲得不同的調(diào)節(jié)器參數(shù)，因此通過仿真來了解校正效果就顯得非常有意義。而

4、且對象參數(shù)的不精確性使得調(diào)節(jié)器的設(shè)計只能是近似的，通過仿真來了解調(diào)節(jié)器參數(shù)的變化規(guī)律就更顯得必要。以將電流環(huán)校正成典型I 性系統(tǒng)為例，考慮到電流調(diào)節(jié)器輸出到形成PWM 整流器交流側(cè)dq 軸電壓變化存在PWM 周期延遲、以及存在電流濾波器時間延遲等因素構(gòu)成的等效延遲時間T si ，dq 軸電流解耦和電源電壓補(bǔ)償后的電流環(huán)結(jié)構(gòu)如圖3所示。只要將ACR d 的零點與W 2的極點對消，即可將電流環(huán)校正成典型I 性系統(tǒng)，由此可獲得ACR 的積分時間常數(shù)i ，即i =L/R (4取電流環(huán)的阻尼比為0.707時，可使電流環(huán)有足夠的動態(tài)響應(yīng)能力和抑制超調(diào)能力，由此可獲得ACR 的比例系數(shù)K i ，即(Ki /

5、i Vdc T si =0.5，則K i =0.5i / (Vdc T si (5 圖3 d軸電流環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖校正成典型I 系統(tǒng)的電流環(huán)可以近似為時間常數(shù)為2T si 的一階慣性環(huán)節(jié)，因此可得電壓環(huán)近似等效結(jié)構(gòu)圖如圖4所示，其中T sv 為綜合了電流環(huán)等效時間常數(shù)、以及電壓濾波器時間延遲等因素構(gòu)成的等效延遲時間。這樣設(shè)計直流側(cè)電壓環(huán)就變得非常容易，可以將直流側(cè)對象近似為積分環(huán)節(jié)，然后將電壓環(huán)校正成典型II 系統(tǒng)，也可以將電壓環(huán)PI 調(diào)節(jié)器的零點與直流側(cè)對象的極點對消，然后將電壓環(huán)校正成典型I 系統(tǒng)。圖4 電壓環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖II 系統(tǒng)（將直流負(fù)載近似為積分環(huán)節(jié)D d /(Cs），根據(jù)典型II 型系

6、統(tǒng)的常見設(shè)計規(guī)則，中頻帶寬h 一般設(shè)計為5，即v /Tsv =5，截止頻率介于1/(5Tsv 1/(Tsv 之間。但由于期望的電壓環(huán)截止頻率cv 應(yīng)該小于(1/51/10直流側(cè)紋波頻率（三相整流電路直流側(cè)紋波頻率為2（6電源頻率），對50Hz 電網(wǎng)，cv <(1/51/10600），但1/(Tsv 太大，無法滿足要求，故將電壓環(huán)校正成典型II 系統(tǒng)不合適。將v 設(shè)計成與R L C 相等，則可將電壓環(huán)校正成典型I 型系統(tǒng)。因此有v =RL C (6 若將電壓環(huán)校正成典型圖1所示系統(tǒng)中，交流側(cè)濾波電感L=5mH,其等效電阻R=0.01，電源相電壓有效值為220V ，頻率為50Hz, 直流側(cè)濾

7、波電容C=2200uF，負(fù)載等效電阻R L =100, 直流側(cè)電壓給定是600V ，功率器件開關(guān)頻率為10KHz ，電流環(huán)控制周期為50ms ，電壓環(huán)控制周期為500ms 。不計濾波器時間常數(shù)時，電流環(huán)中的T si 等于功率器件的開關(guān)周期，電壓環(huán)中的T sv 等于2T si 。根據(jù)這些參數(shù)即可算出，電流調(diào)節(jié)器的積分時間常數(shù)i =5e-3/1e-2=0.5，電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)K i =0.5*0.5 / (33*600*0.1e-3=0.13；電壓調(diào)節(jié)器的積分時間常數(shù)v =5 *2*0.1e-3=1e-3，K v =(6/50*1e-3*2200e-6/( 0.9* (2*0.1e-32= 7

8、.3。電流環(huán)原始對象、電流調(diào)節(jié)器、校正后的開環(huán)傳遞函數(shù)波特圖分別如圖5中的曲線1、2、3所示，圖5可見校正后的電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率約為5000rad/s，小于（1/51/10）功率器件開關(guān)頻率，相位穩(wěn)定裕量約63, 符合要求。校正后的電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)曲線如圖6和圖7所示，圖6和圖7的實驗是在斷開電壓環(huán)的輸出（即電流環(huán)d 軸電流給定），單獨(dú)在電流環(huán)d 軸電流給定出施加一個階躍信號（0.5s 時由8A 階躍至9A ）的情況下獲得仿真實驗波形，圖5 電流環(huán)波特圖 圖6 電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)(id 圖7 電流環(huán)閉環(huán)階躍響應(yīng)校正完成后的部分仿真實驗波形如圖5和圖6所示，各變量對應(yīng)關(guān)系分別為：i d *-d 軸電流給定、i d - d 軸電流、v dc -直流側(cè)電壓、u A -電源A 相電壓、i A -交流側(cè)A 相電流和i ABC -交流側(cè)三相電流。圖5中0.3s 處電源電壓突降5%，由圖5可見d 軸電流主令自動增大，以維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，d 軸電流跟隨良好，直流側(cè)電壓最大降落約0.16%且在80ms 內(nèi)恢復(fù)，可見電壓環(huán)抗擾能力良好。圖6中0.5s 處直流負(fù)載突增（負(fù)載電阻由100突變?yōu)?7），由圖6(a可見，交流側(cè)三相電流和三相電源電壓完全同相位，電流波形正弦度良好（THD 約為5%），