單片開關電源設計步驟

1、單片開關電源設計步驟下面對35個設計步驟作詳細的闡述。 步驟1確定開關電源的基本參數(shù) （1）交流輸入電壓最小值：Umin，見表1。 （2）交流輸入電壓最大值：Umax，見表1。 表1根據(jù)交流輸入電壓范圍確定Umin、Umax值交流輸入電壓 U（V）Umin(V)Umax(V)固定輸入：100/11585132通用輸入：8526585265固定輸入：230±15195265（3）電網(wǎng)頻率fL：50Hz或60Hz。 （4）開關頻率f：66132kHz。 （5）輸出電壓UO（V）：已知。 （6）輸出功率PO（W）：已知。 （7）電源效率：一般取80，除非有更好的數(shù)據(jù)可用。（8）損耗因數(shù)Z：

2、Z代表次級損耗與總功耗的比值。典型值為0.5。 步驟2根據(jù)輸出要求，選擇反饋電路的類型以及反饋電壓UFB詳見表2。可從4種反饋電路中選擇一種合適的電路，并確定反饋電壓UFB的值。表2反饋電路的類型及UFB參數(shù)值反饋電路類型UFB（V）UO 的準確度（）SV（）SI（）基本反饋電路5.7±10±1.5±5改進型基本反饋電路27.7±5±1.5±2.5配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路12±5±0.5±1配 TL431 的光耦反饋電路12±1±0.2±0.2步驟3根據(jù)U、PO值來確定輸入濾波

3、電容CIN、直流輸入電壓最小值UImin （1）令整流橋的響應時間tc=3ms。 （2）根據(jù)輸入電壓，從表3中查出CIN值。（3）得到UImin的值。 表3確定CIN、UImin的值交流輸入電壓 U（V）PO（W）比例系數(shù)（F/W）CIN(F)UImin(V)固定輸入：100/115已知23(23)Po90通用輸入：85265已知23(23)Po90固定輸入：230±15已知11*Po240步驟4根據(jù)交流輸入電壓U確定初級感應電壓UOR、鉗位二極管反向擊穿電壓UB值 （1）根據(jù)輸入電壓，從表4中查出UOR、UB值。 （2）步驟25將用到UB值來選擇瞬變電壓抑制器（TVS）的型號。 （

4、3）TOPSwitch關斷且次級電路處于導通狀態(tài)時，次級電壓會感應到初級。感應電壓UOR與UI相疊加后，加至內(nèi)部功率開關管（MOSFET）的漏極上。此時初級漏感釋放能量，并在漏極上產(chǎn)生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護電路。利用TVS器件來吸收尖峰電壓的瞬間能量，使上述三種電壓之和不超過漏源擊穿電壓U（BR）DS值。 表4確定UOR、UB值U（V）UOR(V)UB(V)固定輸入：100/1156090通用輸入：85265135200固定輸入：230±15135200步驟5根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比Dmax 最大占空比的計算公式為

5、： Dmax=0.8UOR/(UOR+Uimin) 死區(qū)時間定為0.2TTon=T*Dmax 開通時間 T=1/f 周期（1）MOSFET的通態(tài)漏源電壓UDS（ON）=10V。 （2）應在U=Umin時確定Dmax。 若將UOR=135V、UImin=90V、UDS(ON)=10V一并代入式（1），可計算出Dmax=64.3，這與典型值67非常接近。Dmax隨著U的升高而減小，例如當U=Umax=265V時，Dmax=34.6。步驟6確定初級脈動電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP 定義比例系數(shù) KRP=IR/IP (2) IR為初級脈動電流（1）當U確定之后，KRP有一定的取值范圍。在11

6、0V115V或?qū)挿秶妷狠斎霑r，可選KRP=0.4，當230V輸入時，取KRP=0.6。（2）在整個迭代過程中，可適當增大KRP的值，但不得超過表5中規(guī)定的最大值。KRP<1工作在連續(xù)模式 U（V）KRP最小值（連續(xù)模式）最大值（不連續(xù)模式）固定輸入：100/1150.41.0通用輸入：852650.41.0固定輸入：230±150.61.0表5確定KRP 步驟7確定初級波形參數(shù) 計算下列參數(shù)（電流單位均取A）： （1）輸入電流的平均值 IAVG=Po/(Uinmin) （3） （2）初級峰值電流 IP=2*Po/(*Uinmin*Dmax)=（4） （3）初級脈動電流IR 可

7、由式（2）求得（4）初級有效值電流 IRMS=0.577IP*（5）步驟8根據(jù)電子數(shù)據(jù)表格和所需IP值，選擇TOPSwitch芯片 （1）所選極限電流最小值ILIMIT(min)應滿足0.9ILIMIT(min)IP （6） （2）若芯片散熱不良，則選功率稍大些的芯片。步驟9和步驟10計算芯片的結溫Tj （1） 計算結溫Tj=IRMS2×RDS(ON)CXT(UImaxUOR)2f·RA25 （7） 式中：CXT是漏極結點的等效電容。括號內(nèi)第二項代表當交流輸入電壓較高時，由于CXT不斷被充放電而引起的開關損耗，可用PCXT表示。 （2）計算過程中若發(fā)現(xiàn)Tj>100，應

8、選功率較大的TOPSwitch芯片。步驟11驗算IP IP=0.9ILIMIT(min) （8） （1）輸入新的KRP值且從最小值開始迭代，直到KRP=1.0。 （2）檢查IP值是否符合要求。 （3）迭代KRP=1.0或IP=0.9ILIMIT（min)。步驟12計算初級電感量(單位H)LP= （9）對于連續(xù)模式,Ip=Ip2-Ip1=2IP1Ton*UOR/LP ; LP= Dmax*UinDCMin/fs* KRP*IP2 對于斷續(xù)模式,Ip=Ip2 . LP= Dmax*UinDCMin/fs*IP2多路輸出式開關電源有兩種工作方式：（1）不連續(xù)模式（DCM），其優(yōu)點是在同等輸出功率的情

9、況下，高頻變壓器能使用尺寸較小的磁芯；（2）連續(xù)模式（CCM），其優(yōu)點是能提高TOPSwitch的利用率。多路輸出式開關電源一般選擇連續(xù)方式，因高頻變壓器尺寸不再是重要問題，此時需關注的是多個次級繞組如何與印制電路實現(xiàn)最佳配合。步驟13選擇磁芯與骨架并確定相關參數(shù) 從廠家提供的磁芯數(shù)據(jù)表中查出適合該輸出功率的磁芯型號，以及有效截面積（SJ）、有效磁路長度、等效電感（AL）、骨架寬度（b）等參數(shù)值?？捎葾wAe法求出所要磁芯：Ap=AwAe=(Lp*Ip2*104/Bw*K0*Kj)1.14Ap=AwAe=6500×P0 / (B×J×f) (EE磁芯B一般取0.2

10、，電流密度J一般為4A/mm2)Aw為磁芯窗口面積，單位為cm2 (由手冊查出)Ae為磁芯截面積，單位為cm2 (由手冊查出)Lp為原邊電感量，單位為H Ip為原邊峰值電流，單位為A Bw為磁芯工作磁感應強度，單位為T 。鐵氧體磁芯一般為0.3TK0為窗口有效使用系數(shù)，根據(jù)安規(guī)的要求和輸出路數(shù)決定，一般為0.20.4 Kj為電流密度系數(shù)，一般為410A/mm2 根據(jù)求得的AwAe值選擇合適的磁芯，一般盡量選擇窗口長寬之比比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可以減小漏感。步驟14設定初級層數(shù)d和次級匝數(shù)NS的初始值 設定d=2層（初級繞組層數(shù)應盡量少）。當U=85V265V時取NS

11、=0.6匝；再用迭代法計算NS；亦可根據(jù)次級每伏匝數(shù)和UF1值，直接計算NS值（參見步驟15）。每伏匝數(shù)：NV UF1為肖特基二極管壓降，UO1為多段輸出電壓中一個。 在步驟15至步驟22中必須確定高頻變壓器的9個主要參數(shù)：初級電感量LP，磁芯氣隙寬度，初級匝數(shù)NP，次級匝數(shù)NS，反饋繞組匝數(shù)NF，初級裸導線直徑DPm，初級導線外徑DPM，次級裸導線直徑DSm和次級導線外徑DSM。上述參數(shù)中，除LP可直接用公式單獨計算外，其余參數(shù)都是互相關聯(lián)的，因此通常從次級匝數(shù)開始計算。另外鑒于反饋繞組上的電流很?。ㄒ话阈∮?0mA），對其線徑要求不嚴，因此不需計算導線的內(nèi)、外直徑。步驟15計算次級匝數(shù)NS

12、 對于230V或?qū)挿秶斎霊?.6匝/V(每伏匝數(shù))，現(xiàn)已知UO=7.5V，考慮到在次級肖特基整流管上還有0.4V的正向壓降UF1，因此次級匝數(shù)為(UOUF1)×0.6=4.74匝。由于次級繞組上還存在導線電阻，也會形成壓降，實取NS=5匝。下面就以該數(shù)據(jù)作為初始值分別計算其余7個參數(shù)。 步驟16計算初級匝數(shù)NP N=NP/NS=Uf/UO 其中UO=Uo1+UF1NP*NS UF1為肖特基二極管壓降，UO1為副邊電壓中一個。(10)Np=LP*IP*104/Bw*Ae =Uinmin*Dmax/(Ae*B×f)將UOR=85V，UO=7.5V，UF1=0.4V，NS=5

13、匝一同代入式（10），計算出NP=53.8匝。實取54匝。步驟17計算反饋繞組匝數(shù)NF（反饋繞組電流按0.1A計算） NF=(UFB+UF2)/(UO1+UF1)*NS UFB-反饋電壓, UF2二極管壓降 (11)NF=NV*(UFB+UF) UFB為反饋電壓（TL431為12V）UF二極管壓降將NS=5匝，UFB=10.4V，UF2=0.7V，UO=7.5V，UF1=0.4V代入式（11），計算出NF=7.03匝。實取7匝。步驟18根據(jù)初級層數(shù)d、骨架寬度b和安全邊距M，計算有效骨架寬度bE（單位是mm） bE=d(b2M)（12） 將d=2，b=8.43mm，M=0代入式（12），求得b

14、E=16.86mm。 再計算初級導線的外徑（帶絕緣層）DPM=0.55* （13） 電流密度取4.2A/mm2再計算初級導線的外徑（帶絕緣層）DPM=bE/NP (13)將bE=16.86，NP=54匝代入式（13），求得DPM=0.31mm?？鄢崞ず舐銓Ь€的內(nèi)徑DPm=0.26mm。 步驟19驗證初級導線的電流密度J是否滿足初級有效值電流J=IRMS/SIRMS/(3.14*DPm2) （14） IRMS為電流有效值，S為導線截面積。將DPm=0.26mm、IRMS=0.32A代入式（14），得到J=6.06A/mm2。電子數(shù)據(jù)表格中實取6.17A/mm2。 若J>10A/mm2，應

15、選較粗的導線和較大的磁芯骨架，使J<10A/mm2。若J<4A/mm2，應選較細的導線和較小的磁芯骨架，使J>4A/mm2；亦可適當增加NP的匝數(shù)。步驟20計算磁芯中的最大磁通密度BMBM=(UOR×104)/KfNpAe =LP*IP/Ae*NPK系數(shù)，對正弦波為4.44,對矩形波為4.0（15） Ae磁心有效截面積（cm2）一般情況下，開關電源變壓器的Bm值應選在比飽和磁通密度Bs低一些。需要指出，若BM>0.3T，則需增加磁芯的橫截面積或增加初級匝數(shù)，使BM在0.20.3T 范圍之內(nèi)。如BM<0.2T，就應選擇較小的磁芯或減小NP值。 步驟21計算

16、磁芯的氣隙寬度 =0.4*NP*Ae*108/LP=0.4*LpIp2/（Ae*Bm2*106）*103 （16）=40*Sj*（Np2/（1000*Lp）1/（1000*AL） （16）式中的單位是mm。將SJ=0.41cm2，NP=54匝，LP=623H，磁芯不留間隙時的等效電感AL=2.4H匝2代入式（16），計算出=0.22mm。氣隙應加在磁芯的磁路中心處，要求0.051mm。若小于此值，需增大磁芯尺寸或者增加NP值。步驟22計算留有氣隙時磁芯的等效電感ALGALG=LP/NP2 (17)將LP=623H，NP=54匝，代入式（17），得到ALG=0.214H匝2。電子數(shù)據(jù)表中實取0.

17、215H匝2。 需要說明兩點： （1）ALG值必須在選好NP值以后才能確定。 （2）如上所述，高頻變壓器的設計是一個多次迭代的過程。例如當NP改變后，NS和NF的值也一定會按一定的比例變化。此外，在改變磁芯尺寸時，需對J、BM、等參數(shù)重新計算，以確信它們?nèi)栽诮o定的范圍之內(nèi)。這表明若計算結果與電子數(shù)據(jù)表格中的數(shù)值略有差異，也屬正?，F(xiàn)象，因二者迭代過程未必完全一致。步驟23確定次級參數(shù)ISP、ISRMS、IRI、DSM （1）計算次級峰值電流ISP 次級峰值電流取決于初級峰值電流以及初、次級匝數(shù)比，有公式ISP=IP×(NP/NS) （18） 將IP=0.74A，NP=54匝，NS=5匝

18、代入式（18），得到ISP=7.99A。 （2）計算次級有效值電流ISRMS 次級紋波電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP與初級完全相同，區(qū)別僅是對次級而言，KRP反應的是次級電流在占空比為（1Dmax）時的比例系數(shù)。因此，計算次級有效值電流ISRMS時，須用下面公式： ISRMS=ISP*（19）表6選擇鉗位二極管和阻塞二極管 U（V）鉗位電壓 UB（V）鉗位二極管阻塞二極管固定輸入：100/11590P6KE91(91V/5W)BYV26B(400V/1A)通用輸入：85265200P6KE200(200V/5W)BYV26C(600V/1A)固定輸入：230±15200P6KE200

19、BYV26C將ISP=7.99A，Dmax=51，KRP=0.92代入式（19），求得ISRMS=3.35A。電子表格中的計算結果為3.36A。（3）計算輸出濾波電容上的紋波電流IRIIRI= （20）將ISRMS=3.36A，IO=2A代入式（20），求得IRI=2.70A。 最后計算次級裸導線直徑，有公式 DSm=0.5* 電流密度J取5A/mm2 (21） 將ISRMS=3.36A，J=5.18Amm2代入式（21），求得DSm=0.91mm。實選0.900mm的公制線規(guī)。需要指出，當DSm>0.4mm時，應采用0.4mm的兩股導線雙線并繞NS匝。與單股粗導線繞制方法相比，雙線并繞

20、能增大初級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減小磁場泄漏及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級導線的電阻值，降低功率損耗。 若選用三重絕緣線來繞制初級繞組，則導線外徑（單位是mm）的計算公式為： DSM=（b-2M）/NS （22） 將b=8.43mm，M=0，NS=5匝代入式（22），求得DSM=1.69mm?？蛇x導線直徑DSm0.91mm而絕緣層外徑DSM1.69mm的三重絕緣線。步驟24確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB 有公式： U（BR）S =UO+Uimax* （23） U（BR）FB =UFB+Uimax* （24） 將UO=7.

21、5V，UFB=10.4V，UImax=375V，NS=5匝，NP=54匝，NF=7匝，分別代入以上兩式，求得U(BR)S=42.2V，U（BR)FB=59V。這與電子表格中給出的結果完全相同。 步驟25選擇鉗位二極管和阻塞二極管 見表6。對于低功率的TOP200、TOP201、TOP210型單片開關電源，可選UB=180V的瞬變電壓抑制器。 步驟26選擇輸出整流管 輸出整流管宜采用肖特基二極管，此類管子的壓降低、損耗小，能提高電源效率。典型產(chǎn)品有MOTOROLA公司生產(chǎn)的MBR系列。要求管子的最高反向工作電壓URM2U（BR）S，U（BR）S為整流管實際承受的最大反向峰值電壓；其標稱電流IF1

22、3IO(IO為最大連續(xù)輸出電流)。 肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V，僅適合做低壓、大電流整流用。當UO30V 時，需用耐壓100V以上的超快恢復二極管來代替肖特基二極管，此時電源效率會略有下降。步驟27利用步驟23得到的IRI，選擇輸出濾波電容COUT （1）濾波電容在105、100kHz時的紋波電流應IRI。 （2）要選擇等效串聯(lián)電阻很低的電解電容器。等效串聯(lián)電阻的英文縮寫為ESR，符號為r0。它表示在電容器的等效電路中，與之相串聯(lián)的代表電容器損耗的等效電阻，簡稱串聯(lián)損耗電阻。輸出的紋波電壓URI由下式?jīng)Q定： URI=ISP·r0（25） 式中的ISP由步驟23得到。 （3）為減小大電流輸出時的紋波電流IRI，可將幾只濾波電容并聯(lián)使用，以降低電容總的r0值和等效電感L0。 （4）COUT的容量與最大輸出電流IOM有關