單相無刷直流風扇電機效率優(yōu)化控制

1、單相無刷直流風扇電機效率優(yōu)化控制摘要：本文提出了一種建模方法表征單相無刷直流（BLDC）風扇電機在信息家電中的應用。非線性反電動勢引起的轉子磁通與定子繞組是由查找表來模擬的。通過參數(shù)識別和計算機仿真，這種建模方法有助于設計師進行波形分析和控制回路設計。通過實際驗證的結果得到了仿真結果。另外，為了改善在整個速度范圍內(nèi)控制BLDC風扇電機的效率，本文提出了基于使用霍爾傳感器的閉環(huán)電流控制方法的效率優(yōu)化控制方法。該控制方案已經(jīng)實現(xiàn)，并與傳統(tǒng)的開環(huán)PWM控制方案進行了比較。實驗結果表明，在轉速達到3000 RPM時峰值電流減小了40和電流有效值減小了18。關鍵字：單相無刷直流風扇電機，模型，參數(shù)識別，

2、電流控制方法，效率優(yōu)化1. 引言無刷直流（BLDC）風扇電機由于效率高，成本低，結構操作簡單，免維護的特點而被廣泛應用于強制空氣冷卻的PC，NB和信息家電中。一種無刷永磁電動機的相繞組可以被歸類為單相，兩相或三相，它們的磁通分布可以是正弦波或梯形波。單相BLDC電機梯形磁通是PC系統(tǒng)中設計冷卻風扇電機的主要選擇。隨著集成電路的快速發(fā)展，控制和驅(qū)動系統(tǒng)的集成已被廣泛應用在風扇電機中?？紤]到芯片的面積和成本，設置驅(qū)動IC的正確規(guī)范很重要。因此，計算機模擬是設計者分析系統(tǒng)性能的關鍵。數(shù)學建模方法與可行的參數(shù)辨識方法可以顯著的提高電機的設計和驅(qū)動電路。此外，這種建模方法為控制回路設計提高系統(tǒng)響應和整體

3、效率提供了一個平臺。大多數(shù)商業(yè)單相直流無刷風扇電機驅(qū)動IC電路的全橋電路使用開環(huán)電壓的脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制方法，適用于變速控制，同時換向控制是通過一個線性霍爾傳感器實現(xiàn)1。然而，這是不利于電流響應因為尖峰電流在每個換向周期中的開始和結束會導致一些不良響應，諸如聲學噪音，降低效率，增加成本。有許多的方法可以補償這種響應2。推進霍爾傳感器的位置使換向發(fā)生之前電流達到最高值，用這種方法來限制電流過大。不過，實在是不方便修改安裝在驅(qū)動器上的PCB霍爾傳感器的位置。此外，在過分提前的情況下，電動機的起動性變差。這種交換方法通常是減少電流尖峰在換向打開之后和換向關斷之前。然而，這種方法是將轉子磁通分

4、布，選擇和霍爾傳感器的位置，并進行適當?shù)膿Q流零交叉檢測電平敏感。然而，這種方法是將轉子磁通分布，選擇和安置霍爾傳感器，并對適當?shù)膿Q相進行零電平交叉檢測。雖然以上描述的方法可以被使用，但仍然不是在每個換向周期中的開頭和結尾去除高低不平的問題的根源，所以在不同的風扇電機的寬速度控制應用中整體效率將嚴重退化。單相BLDC風扇電機是一個高度非線性的電 - 機械能量轉換系統(tǒng)。雖然單相無刷直流風扇馬達具有簡單的機械結構，但它的設計和控制去實現(xiàn)高效率，低噪音，低成本和高可靠性是一個復雜的設計和測試流程。雖然單相BLDC風扇電機的工作原理很簡單，但它的動力學模型是非常復雜的。在過去，適用于單相無刷直流電動機的

5、控制器設計通常是一個直觀的嘗試和錯誤的過程。為了解決這個問題，本文提出了一種對單相無刷直流風扇電機進行參數(shù)辨識的建模方法。效率最優(yōu)化控制方法也用來控制電機相電流正比于它的反電動勢通過線性霍爾傳感器的反饋控制。圖1 單相無刷直流風扇電機的橫截面圖圖2 單相無刷直流風扇電機的原理框圖2. 建模和參數(shù)辨識為了探討變換器驅(qū)動電路和實際風扇電機之間的靜態(tài)和動態(tài)關系，提出了一種簡單的建模方法，以滿足不同的要求3-5。通過提出的建模方法，它可以簡單地和可靠地連接到功率轉換器，并且還幫助設計師來分析系統(tǒng)的性能和使設計工作更加實用。A. 數(shù)學建模單相無刷直流風扇電機是常用的，因為他們在強制風冷應用現(xiàn)代電子設備中

6、比較容易控制。在本文中列出了一個四相和單相的無刷直流風扇電機的外轉子。圖1所示為定子和轉子組件與空氣間隙的剖視圖。風扇電動機通過一個線圈和繞組端子連接到一個逆變器，其被轉換為對應于轉子速度的頻率。描述單相無刷直流風扇電機的動態(tài)行為控制微分方程可以描述為其中，是相電壓輸入值。和是相應的定子繞組的串聯(lián)電阻和串聯(lián)電感。是反電動勢引起的轉子磁通變化。轉矩 - 速度特性可配制成 其中，是電磁轉矩，是轉動慣量，是粘性摩擦系數(shù)，是。上述公式（1）和（2）類似于有刷直流電動機兩種常微分方程。從電氣系統(tǒng)中的能量轉換成機械系統(tǒng)是基于 其中，K是常數(shù)， 是歸一化通量分布的值。轉矩常數(shù)是相等的和反電動勢常數(shù)。然而在本

7、文章中，和是轉子的位置函數(shù)由于磁通分布。這意味著反電動勢電壓變化與轉子的位置有關系。為此，在建立磁通分布表時，必須確認的等效模型的準確性。單相無刷直流風扇電機的建?？梢酝ㄟ^框圖表示，如圖2所示。 電機被饋以高頻PWM電壓通過一個電壓源型全橋PWM整流器。BLDC電機本質(zhì)上是一種永磁直流電動機的機械換向器與電子換向器通過霍爾傳感器反饋的更換。線性霍爾傳感器的反饋正比于轉子的磁通密度，其特征是轉子磁通分布表。反電動勢的幅值線性正比于旋轉速度。轉矩 - 轉速曲線代表了風扇電動機負載特性, 并且可以通過測量平均輸入電流作為旋轉速度的函數(shù)來識別。 圖3 （a）定子的等效電路繞組 （b）輸入電壓和電流響應

8、圖6 開環(huán)電壓模式PWM控制波形B. 參數(shù)辨識在單相無刷直流風扇電機的數(shù)學模型的構造后，以實際的風扇電機的精確參數(shù)改進一致性。因為單個線圈，電氣參數(shù)識別僅包括串聯(lián)電阻Rs和串聯(lián)電感。圖3（a）所示為定子的等效電路繞組。為了獲得電力參數(shù)，應該保持風扇電機穩(wěn)定停止避免反電動勢電壓的干擾。圖3（b）所示為當階躍電壓作為輸入時定子繞組的電流響應。電流響應是類似一階RL串聯(lián)電路，由式（6）和（7），串聯(lián)電阻可以通過穩(wěn)態(tài)電流確定，該系列電感可以通過時間常數(shù)瞬態(tài)時間確定。式（3）和式（4）是從電氣系統(tǒng)到機械系統(tǒng)的能量轉換，反電動勢常數(shù)Ke可通過檢測反電動勢獲得。電機的反電動勢可以通過使電機以高速運行來進行測

9、量，然后斷開電機自由運行，測量端電壓和霍爾傳感器的信號可以用于識別反電動勢常數(shù)和轉子磁通分布的情況，如圖4所示。根據(jù)（2）式，風扇電機的轉速響應是與力學參數(shù)直接相關。當風扇電機轉動在穩(wěn)定速度時，即d/ dt是零，則（2）式可改為此外，由于風扇電機的機械結構，負載轉矩是風扇電機的轉速的平方成正比。其中是常數(shù)。本文采用最小二乘法推導出粘性系數(shù)Bm和常數(shù)。最終，余數(shù)是風扇電機的轉動慣量。從停止風扇電機加速旋轉時，控制器可以根據(jù)霍爾傳感器計算出速度，如圖5所示。此外，加速度d/ dt也可以估算出來。根據(jù)（2）式，由粘性系數(shù)Bm和常數(shù)，可以計算出風扇電機的轉動慣量。按照上述參數(shù)識別方法，該單相無刷直流風

10、扇電機的參數(shù)如表1所示。C開環(huán)電壓模式PWM控制轉子的位置影響磁通分布的變化，定子繞組產(chǎn)生的磁場應該與轉子磁場同步。圖6是操作開環(huán)電壓模式PWM控制波形。該控制系統(tǒng)接收霍爾傳感器反饋， 換向控制根據(jù)整流相電流作為霍爾傳感器信號決定開關的狀態(tài)。表1的參數(shù)代替提出的模型并且驗證了一個真正的單相無刷直流風扇電機。圖7為當風扇電機在開環(huán)電壓模式PWM控制下運行時的穩(wěn)態(tài)相電流?？梢钥闯鲈诓煌俣认略摲抡娼Y果與實驗結果相同，也就是說，它證實了模型有效。不幸的是，基于開環(huán)PWM控制中，在換向周期的開始于結束過程中有一個顯著電流尖峰。電流響應為：由于反電動勢的下降在每個換向周期的開始和結束期間 ，有一個很大的

11、上升斜率的電流響應，這將帶來高低不平的電流。換句話說，此方法可以很靈敏的分布轉子磁通。這樣的峰值電流會導致噪音和增加元件成本，而且，對不同的風扇電機在較寬的速度控制應用下的整體效率嚴重降低。因此，這個峰值電流應保持在控制下，以提高效率和減少需要超過指定的組件。 圖7 基于開環(huán)電壓模式PWM控制（a）下的相電流3. 效率優(yōu)化從上面的描述中，開環(huán)電壓模式PWM控制帶來的電流尖峰在每個換向周期的開頭和結尾。這將影響驅(qū)動電路的規(guī)范和降低整體效率。為了進一步提高效率，本文利用了電流控制方案，以改善電流響應和消除在每個換向周期開始和在結尾的電流尖峰。A效率優(yōu)化原則由于本機的設計和結構，單相無刷直流風扇電機

12、的感應反電動勢是高度非線性的，并且它包含諧波。如所周知，反電動勢和電流諧波產(chǎn)生輸出功率6。因此，計算輸出功率時必須考慮所有的諧波。輸出平均功率是 （11）每個反電動勢和電流為:（12）圖8 電流環(huán)控制系統(tǒng)框圖其中E n和I n分別表示反電動勢和電流各次諧波的峰值。n為每個反電動勢和電流之間的相位差。為了獲得最大的效率，每個反電動勢和電流諧波應該是相同的，并在同相位。否則，其輸出功率在每個周期中有負值，并且平均功率不能為最大。換句話說，n是零，并且平均功率僅為 （13）B電流控制系統(tǒng)配置在大多數(shù)電機控制系統(tǒng)中，線性霍爾傳感器傳統(tǒng)的用于換向控制，電流參考用于電機控制，也可用于通過信號處理技術提供定

13、位和速度反饋信息。此外，線性霍爾傳感器產(chǎn)生正比于感應轉子磁場強度的輸出信號，也就是說，霍爾傳感器輸出電壓與反電動勢的波形相同。因為當最大的轉矩產(chǎn)生時，所施加的定子磁場恰好與轉子磁場正交，或者換句話說，相電流應與反電動勢電壓同相位。這樣的問題可以通過使用電流控制方案7來克服。圖8為單相無刷直流風扇電機的電流控制系統(tǒng)的方框圖。該控制系統(tǒng)由PWM發(fā)生器，一個電流回路控制器和基于線性霍爾反饋信號傳感器的速度估量組成。此外，該系統(tǒng)具有一個模擬-數(shù)字（A / D）轉換器進行采樣相電流和霍爾傳感器以及一個電流控制器用來確定基于參考和實際電流之間的誤差的開關占空比的值，然后，PWM發(fā)生器輸出對應的波形，以控制

14、開關。圖9顯示當前乘數(shù)控制（CMC）計劃與線性霍爾傳感器反饋?；魻杺鞲衅餍盘柨梢员灰暈閷南嚯娏鞯囊粋€單元的參考振幅。轉矩指令是乘以基準霍爾傳感器信號，以產(chǎn)生相電流指令。圖9 帶線性霍爾傳感器反饋電流倍增器控制方案圖10 電流回路控制器框圖C電流回路控制器的設計在計算機模擬下，電流控制方案很容易地適用于該模型。圖10所示為電流回路控制器框圖。為了改善動態(tài)響應，本文采用基于PI控制器零極點對消法。然而，在實際運行中有一些限制，因為，電動機控制系統(tǒng)是非線性的。根據(jù)（10），電流響應的最大壓擺率在啟動過程中。 （14）在電機應用中，輸入電源電壓是固定的，所以是最大壓擺率。換言之，系統(tǒng)的帶寬是也受到

15、限制。此外，本文采用全橋變換器并通過占空比來控制電流。占空比調(diào)整每個開關周期，因此開關頻率影響電流響應。根據(jù)采樣數(shù)據(jù)，一個固定開關頻率轉換器可以建模為一個具有線性相位功能特性的零階保持 （15）其中T s為開關周期。顯然，零階保持會因系統(tǒng)帶寬而帶來相位延遲。鑒于穩(wěn)定，系統(tǒng)相位裕度（PM）應該謹慎定義。根據(jù)上述設計概念以及提出的模型，可以構造出電流環(huán)控制系統(tǒng)。圖11（a）所示為電流環(huán)路的頻率響應增益，本文已取得電流環(huán)的控制系統(tǒng)的PM是74 ，而帶寬在2.1千赫。圖11（b）為在3000轉的穩(wěn)定狀態(tài)下的響應?？梢钥闯?，電流尖峰在每個換向周期開始和結束一直被消除。最重要的是，電流響應緊跟電流指令，也

16、就是說，電流與反電動勢同相，整體效率得到了優(yōu)化。圖11 電流控制方案的仿真結果（a）電流環(huán)增益的頻率響應（b）3000轉的穩(wěn)態(tài)響應4. 實驗結果為了驗證上述提出的控制方案，本文使用一個DSP （ TMS320LF2407A ）實施電流環(huán)的控制系統(tǒng)。圖12所示為單相無刷直流風扇電機的實驗系統(tǒng)。霍爾傳感器的反饋信號和相電流是由DSP取樣得到。該反饋電路作為過濾器，并使得信號在足夠的范圍內(nèi)。由電流控制方案，電流響應已提升至一個預期的電流波形如圖13所示。這可以看出，電流尖峰被電流環(huán)控制消除。此外，峰值電流下降40，電流有效值降低18在旋轉速度為3000轉時。圖14示出了不同的控制方法的基礎上相電流與轉速的有效值和峰值。顯然，電流環(huán)控制的有效值曲線比開環(huán)PWM控制下的曲線較小，也就是說，整體效率得到了顯著提高。此外，電流環(huán)控制的峰值曲線也比開環(huán)PWM控制的較小。這將減少需要超過指定的組件。圖12 電流環(huán)控制系統(tǒng)的結構圖13 3000轉速時相電流的比較(a)(b)圖14