單相有源功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

1、吉林大學(xué)學(xué)士學(xué)位論文（設(shè)計(jì)）承諾書 本人鄭重承諾：所呈交的學(xué)士學(xué)位畢業(yè)論文（設(shè)計(jì)），是本人在指導(dǎo)教師的指導(dǎo)下，獨(dú)立進(jìn)行實(shí)驗(yàn)、設(shè)計(jì)、調(diào)研等工作基礎(chǔ)上取得的成果。除文中已經(jīng)注明引用的內(nèi)容外，本論文（設(shè)計(jì)）不包含任何其他個(gè)人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫的作品成果。對本人實(shí)驗(yàn)或設(shè)計(jì)中做出重要貢獻(xiàn)的個(gè)人或集體，均已在文中以明確的方式注明。本人完全意識到本承諾書的法律結(jié)果由本人承擔(dān)。 學(xué)士學(xué)位論文（設(shè)計(jì)）作者簽名： 年 月 日摘要本文在分析造成電網(wǎng)諧波污染原因的基礎(chǔ)上，根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)提出的220V交流輸入，直流電壓400V /200W的輸出要求，設(shè)計(jì)了單相有源功率因數(shù)校正電路。該電路由功率變換電路、控制電路和輔助電

2、源電路組成。通過對升壓式、降壓式、升降壓式和反激式拓?fù)涞墓ぷ髟磉M(jìn)行分析比較，選取升壓拓?fù)渥鳛楣β首儞Q電路，以保證較高的電源效率和功率因數(shù)；控制電路選取具有電壓反饋和電流反饋的雙反饋環(huán)集成芯片UC3854，以保證穩(wěn)定的輸出電壓和與輸入電壓同相位、正弦化的輸入電流波形；輔助電源電路采用磁集成技術(shù)，將電感和變壓器集中在一個(gè)磁芯設(shè)計(jì)，達(dá)到了減少成本、縮小體積的目的。經(jīng)測試，在220V交流輸入的條件下，本文設(shè)計(jì)的電路可提供400V直流電壓、200W功率輸出，輸入電流和電壓相位相同，諧波失真率低，且功率因數(shù)在0.95以上。長時(shí)間工作后，輸出電壓和輸入電流保持穩(wěn)定，器件溫升不超過50，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求，實(shí)

3、現(xiàn)了功率因數(shù)校正的目的。關(guān)鍵詞 功率因數(shù) Boost 乘法器 UC3854AbstractThis paper analyses the reasons of harmonic pollution. According to the design requirements of the 200W output power, output 400V DC and 220V AC input requirements, design a single-phase active power factor correction circuit. The circuit consists of powe

4、r conversion circuit, control circuit and auxiliary power circuit. By analyzing and comparing the work principles of the boost, buck, buck-boost and flyback topology, we choose the boost circuit topology. In order to guarantee the power efficiency and high power factor, control circuit selects the i

5、ntegrated chip UC3854 with double feedback loops of the voltage feedback and current feedback in order to guarantee a stable output voltage and sinusoidal input current waveform that phase with the input voltage. Auxiliary power supply circuit adopts the technology of integrated magnetic. Inductor a

6、nd transformer focus on a core design, reducing the cost and volume . After testing, with the 220V AC input condition, this design can provide 400V DC voltage, 200W power output, input current and voltage phase same, low distortion rate of harmonic, and the power factor above 0.95. After long time w

7、ork, the output voltage and input current are stable, and the temperature rise of devices is below 50 , meeting the requirements of design and the purposes of power factor correction.Keywords: Power Factor; Boost; Multiplier; UC3854目錄1 緒論11.1 課題研究的背景和意義11.2 開關(guān)電源的功率因數(shù)校正11.3 本課題研究內(nèi)容42 單相有源功率因數(shù)校正電路方案選擇

8、52.1 單相有源功率因數(shù)校正電路總體結(jié)構(gòu)52.2 單相有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)溥x擇與比較62.3連續(xù)模式和不連續(xù)模式下Boost電路對比83 功率變換電路參數(shù)設(shè)計(jì)113.1 Boost輸出電感L的選擇113.2 Boost電感器的制作123.3 Boost輸出電容的選擇143.4 功率開關(guān)管與整流二極管的選擇164 控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)184.1 功率因數(shù)校正芯片UC3854184.2 UC3854實(shí)現(xiàn)輸入電網(wǎng)電流的正弦化194.3 UC3854乘法器的設(shè)定214.3.1前饋電壓信號VRMS224.3.2電壓誤差放大輸出VAOUT234.3.3乘法器輸入電流IAC234.4 UC3854芯片控制

9、電源輸出功率244.5 Boost電路開關(guān)頻率的選擇254.6 電流誤差放大器的補(bǔ)償264.7 UC3854的峰值電流控制285 輔助電源參數(shù)設(shè)計(jì)305.1 磁集成技術(shù)305.2 18V三極管串聯(lián)穩(wěn)壓電路306 測試結(jié)果分析326.1 測試指標(biāo)與測試方法326.2 電感和輸出結(jié)果測試326.3 關(guān)鍵波形測試與分析33總結(jié)35參考文獻(xiàn)361 緒論1.1 課題研究的背景和意義以開關(guān)電源為代表的各種電力電子設(shè)備為我國工業(yè)生產(chǎn)和社會生活的發(fā)展做出了巨大貢獻(xiàn)，但是廣泛應(yīng)用于電力電子設(shè)備中的不可控二極管整流器，使電源線上產(chǎn)生脈沖電流，導(dǎo)致輸入電流不是正弦波，含有很高的諧波分量，結(jié)果是使輸入電流流過線路阻抗

10、時(shí)產(chǎn)生諧波壓降，諧波壓降的產(chǎn)生使正弦波電網(wǎng)電壓波動(dòng)進(jìn)而產(chǎn)生畸變，最終電能質(zhì)量下降，污染了電網(wǎng)任凌，李思揚(yáng)，王志強(qiáng).有源功率因數(shù)校正技術(shù)綜述J.通信電源技術(shù)，2005,22（4）:23-25.。隨著諧波電流污染的日益加重，電網(wǎng)的質(zhì)量已經(jīng)不能得到保證，國際電工委員會( IEC) 1998年制定了IEC61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，功率因數(shù)校正電路也越來越受到人們的重視。功率因數(shù)校正電路（PFC）分為有源和無源兩種，無源功率因數(shù)校正電路通過增加電感、電容等無源器件抑制脈沖電流，提高功率因數(shù)，但是這種方法功率因數(shù)只能校正到0.8左右，諧波抑制在50%左右。而有源功率因數(shù)校正電路不僅體積小，同時(shí)還能夠?qū)⒐β室?/p>

11、數(shù)提高接近1，并保持直流輸出電壓的恒定。在地球物理探測儀器中，有源功率因數(shù)校正電路的應(yīng)用能夠極大的減小發(fā)電機(jī)輸出電流的脈動(dòng)，提高發(fā)電機(jī)的可靠性；減緩AC-DC電源內(nèi)的大電容的充電電流脈動(dòng)，提高電源穩(wěn)定性；使發(fā)電機(jī)能夠在滿載功率下工作，從而減小發(fā)電機(jī)的容量。1.2 開關(guān)電源的功率因數(shù)校正功率因數(shù)一詞是來自于基本的交流電路原理。當(dāng)正弦交流電源給感性或者容性負(fù)載供電時(shí)，負(fù)載電流雖然也是正弦的，但是與輸入電壓相比會滯后或者超前一定的角度。實(shí)際上傳遞到負(fù)載的功率只有ViIisin。只有與負(fù)載兩端的電壓同相位的輸入電流分量Iicos向負(fù)載提供功率，功率因數(shù)定義為cos。在開關(guān)電源領(lǐng)域，任何電路結(jié)構(gòu)能夠使輸

12、入電網(wǎng)電流非正弦化或使輸入電流產(chǎn)生諧波都會降低電路的功率因數(shù)進(jìn)而產(chǎn)生功率損耗。因?yàn)榕c負(fù)載兩端電壓垂直的輸入電流分量（Iisin）不能夠向負(fù)載提供功率，而是在輸入電源內(nèi)部和輸入線路電阻上將功率消耗Huber L, Jang Y, Jovanovic M.Performance Evaluation of Bridgele-ss PFC Boost RectifiersJ.IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 23(3)：1381-1390.。對于在橋式整流器后面接入電容濾波的開關(guān)電源，會造成輸入電網(wǎng)電流的上升沿和下降沿都很陡的窄脈沖。這些脈沖

13、的有效值會很高，不僅消耗功率還會產(chǎn)生很多的電磁干擾問題。以交流電路原理術(shù)語來說，這種電源功率因數(shù)較低。功率因數(shù)校正電路的作用就是要消除這種輸入電網(wǎng)電流尖峰，從而使輸入電流正弦化并且和輸入電壓同相位，最終得到一個(gè)比交流輸入電壓峰值略高的穩(wěn)定直流電壓輸出。由圖1.1（a）和圖1.1（b）可知，如果沒有濾波電容Co并且負(fù)載為純阻性，那么輸出電壓Vo將會是正弦半波ABXCDYEF，從整流器出來的電流和輸入端吸收的電網(wǎng)電流也將會是相同的正弦半波，并且與正弦輸入電壓同相位，功率因數(shù)是1。如果將輸入電壓和電流的有效值定為Vi和Ii，那么輸入功率和輸出功率可以表示為Vi·Ii。像ABXCDYEF（圖

14、1.1（b）這樣的正弦半波輸出電壓在很多場合都不適用。因?yàn)檎髌鞯哪康氖菍⒔涣鬏斎腚妷鹤儞Q成紋波盡量小的直流電壓，也正是因?yàn)槿绱耍覀儾沤尤腚娙軨o用來產(chǎn)生波形ABCDEF。從而產(chǎn)生比較高的直流電壓分量（在B和C或D和E的中間）和較低的B-C或C-D的峰峰值紋波。因?yàn)樵贐和C或D和E之間，所有的整流二極管都會被反偏，不會有電網(wǎng)電流流過，負(fù)載的電流由電容Co提供。在A、C和E時(shí)刻，上升的輸入電壓會使整流二極管正向?qū)ǎ藭r(shí)電網(wǎng)電流流經(jīng)負(fù)載并且給電容充電，以補(bǔ)償其單獨(dú)給負(fù)載供電所損失的電荷。圖1.1 (a)和(b)輸入橋式整流器后面接電容濾波器和不接電容濾波器的電 壓波形，(c)連接電容Co時(shí)的輸

15、入電網(wǎng)電流波形在選用合適的濾波電容Co時(shí)，電網(wǎng)電流波形如圖1.1（c）所示，它是每個(gè)正弦半波輸入電壓前端的一系列的電流窄脈沖。濾波電容值越大，輸入電流的脈沖寬度則越窄，上升和下降時(shí)間更短，峰值更高，有效值更大。功率因數(shù)校正技術(shù)的目的就是為了消除這窄而陡的電網(wǎng)電流脈沖。因?yàn)檫@些電流會引起頻射干擾（RFI）問題，更為嚴(yán)重的是，它的有效值比負(fù)載所需要輸出功率要大，這就造成了濾波電容的溫升提高從而降低了其可靠性Itoh J-I, Ashida I. A novel three-phase PFC rectifier using a harmonic current injection MethodJ.

16、 IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(2)：715-722.。1.3 本課題研究內(nèi)容本課題的主要目的在于設(shè)計(jì)單相有源功率因數(shù)校正電路電源模塊。根據(jù)最終輸出的結(jié)構(gòu)參數(shù)，要求供電電源提供功率200W、電壓400V的直流輸出。綜上所述，本課題主要工作有：學(xué)習(xí)開關(guān)電源功率變換器拓?fù)渑c設(shè)計(jì)、電力電子技術(shù)計(jì)算機(jī)仿真、磁集成電感器的設(shè)計(jì)方法以及PCB軟件設(shè)計(jì)等知識，完成有源功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)，包括功率因數(shù)校正電路、PWM控制電路和功率變換器拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算。預(yù)期目標(biāo)為：提供能夠進(jìn)行功率因數(shù)校正功能的的PCB板制電源，該電源的具體指標(biāo)要求為

17、：A、輸入電壓為220V交流；B、輸出電壓為400V直流，功率200W以上；C、功率因數(shù)0.95以上，效率80%以上。2 單相有源功率因數(shù)校正電路方案選擇2.1 單相有源功率因數(shù)校正電路總體結(jié)構(gòu)根據(jù)設(shè)計(jì)內(nèi)容要求，220V交流電經(jīng)過輸入電路整流通過功率變換電路，轉(zhuǎn)換為直流電。首先利用經(jīng)典的脈寬調(diào)制技術(shù)(PWM)來調(diào)整輸出功率的大小，為負(fù)載所需要的功率。利用電路中電感能夠儲能的特性，通過控制脈沖波寬度來調(diào)整開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，從而將交流輸入電壓變換成一串電壓脈沖波，最后利用電容和快恢復(fù)二極管將一系列的電壓脈沖轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的直流輸出電壓。通過采樣電路將輸出電壓與一個(gè)參考電壓進(jìn)行比較，然后產(chǎn)生的電壓誤差進(jìn)

18、行放大并反饋至PWM控制器。使用誤差電壓反饋信號構(gòu)成電壓反饋環(huán)來維持輸出電壓的恒定。當(dāng)輸出電壓高于期望值時(shí)，誤差電壓反饋信號會使得脈沖波寬度減小，降低輸出電壓，從而使輸出電壓保持穩(wěn)定Abraham I.Pressman.開關(guān)電源設(shè)計(jì)M.王志強(qiáng)，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2008.。在有源功率因數(shù)校正電路中進(jìn)行脈沖寬度調(diào)節(jié)的同時(shí)我們加入另外一個(gè)電路，構(gòu)成電流反饋環(huán)，調(diào)節(jié)來自交流電源的輸入電流保持正弦波形并與交流輸入電壓同相位。但是此時(shí)由整流后的交流輸入電壓和輸出直流電壓的變化共同組成誤差電壓反饋信號，最后誤差電壓反饋信號傳送到PWM控制器，保持輸出電壓穩(wěn)定。由上述內(nèi)容可知整個(gè)電路結(jié)構(gòu)中存在兩個(gè)反

19、饋環(huán)，電流反饋環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流與輸入電壓同相位，電壓反饋環(huán)保證輸出電壓為穩(wěn)定的直流電壓。單相有源功率因數(shù)校正電路的總體框圖如圖2.1所示。圖2.1 有源功率因數(shù)校正原理框圖2.2 單相有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)溥x擇與比較 方案一：降壓式降壓式拓?fù)渲泄β书_關(guān)管需要承受的電壓值較大，所以對開關(guān)管要求比較高，同時(shí)電路產(chǎn)生噪聲干擾很大，濾波困難，控制電路的控制信號不穩(wěn)定，容易產(chǎn)生誤觸發(fā)，因此很少被采用。方案二：升/降壓式 升/降壓式拓?fù)浔旧砭托枰褂枚€(gè)功率開關(guān)管進(jìn)行能量的儲存和釋放，但是其中一個(gè)功率開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)控制信號不穩(wěn)定，容易造成誤觸發(fā)，電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，在實(shí)際應(yīng)用中較少采用Sanjaya Mani

20、ktala.精通開關(guān)電源設(shè)計(jì)M.王志強(qiáng)，譯.北京：人民郵電出版社，2008.。方案三：反激式 反激式拓?fù)漭敵龆伺c輸入端使用變壓器進(jìn)行隔離，可以任意選擇輸出電壓的大小，對輸入電流使用簡單的電壓型控制信號，采用固定占空比使電流固定跟隨電壓，一般常用于功率在150W 以下的應(yīng)用場合。方案四：升壓式升壓式（boost）拓?fù)渲休斎腚娏骺刂品绞讲捎煤唵坞娏餍涂刂?，功率因?shù)值比較高，總諧波失真（THD）小，電路效率高。一般用于 752000W 功率范圍的應(yīng)用場合，實(shí)際應(yīng)用中多數(shù)采用此類拓?fù)洹Ｓ捎诒疚脑O(shè)計(jì)的校正電路預(yù)期輸出功率為200W以上，輸出電壓達(dá)到400V，結(jié)合各類拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)最終選擇升壓式Boost拓

21、撲。單相有源功率因數(shù)校正電路Boost基本電路如圖2.2所示Kong P, Wang S, Lee F C. Common Mode EMI Noise Suppression for Bridgeless PFC ConvertersJ.IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(1)：291-297.。圖2.2 單相功率因數(shù)校正Boost基本電路升壓式拓?fù)渚哂幸韵聝?yōu)點(diǎn)： （1）電路中的電感 L 能夠滿足主控芯片電流型控制的要求。 （2）由于升壓型有源功率因數(shù)校正電路的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容器 C上保持高電壓，所以電容器 C 體積小、儲能大

22、。 （3）在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)。 （4）輸入電流工作在連續(xù)模式，并且在有源功率因數(shù)校正電路的開關(guān)瞬間輸入電流小，不會產(chǎn)生尖峰，易于 EMI 濾波。 （5）升壓電感 L 能夠防止的主電路上電壓、電流的突變，提高了電路工作可靠性。2.3連續(xù)模式和不連續(xù)模式下Boost電路對比Boost變化器能夠在連續(xù)模式和不連續(xù)模式下工作。在應(yīng)用到功率因數(shù)校正電路中時(shí)，連續(xù)工作模式下的Boost拓?fù)涓m用于產(chǎn)生相對比較平滑的、沒有紋波的正弦輸入電流，這一點(diǎn)從圖2.3也可以看出。圖2.3是在連續(xù)工作模式下恒定直流輸入的Boost變化器的波形。連續(xù)模式和不連續(xù)模式下的Boost電路有很大差

23、別。對于不連續(xù)工作模式，電感L的取值比較小，能夠產(chǎn)生一個(gè)斜率較大的輸入電流給Q（di/dt=Vin/L）。當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)，在電感L上存儲的所有電流或能量便通過D傳遞給負(fù)載。因?yàn)長上的電感值比較小，所以通過D的電流下降斜率也比較大di/dt=(Vo-Vin)/L，而且Q在下一次導(dǎo)通之前D上的電流就已經(jīng)下降到0。因此輸入電流在一個(gè)周期內(nèi)是不連續(xù)的，電流值等于Q導(dǎo)通時(shí)流過Q的電流值與Q關(guān)斷時(shí)流過D的電流值之和，它由上升和下降斜率很陡的電流，以及到下一個(gè)導(dǎo)通周期前的零值電流組成。對于圖2.3所給出的連續(xù)工作模式下的Boost拓?fù)?，電感L的取值會比較大。Q的電流形狀由直流階梯加緩升斜坡組成，而D的電流下降斜

24、率也比較小。最為重要的是，關(guān)斷后直到下一次導(dǎo)通之間的電流值不為零。如圖2.3（e）所示，輸入電流是電流IQ和ID之和。如果L的值很大，電流變化的斜率很小，可以將輸入電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi) 看成是一個(gè)恒值Iav，其峰峰值紋波I很小，此時(shí)的輸入功率為Vin·IavBadin A A,Barbi I.Unity power factor isolated three-phase rectifier with split DC-bus based on the scott transformerJ.IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23

25、(3)：1278-1287.。當(dāng)輸入為交流時(shí)，Boost變換器接在橋式整流器之后，如圖2.2所示。圖2.3 恒定直流電壓輸入的連續(xù)工作模式下的Boost變換器在輸入正弦半波電壓的任意時(shí)刻，通過PWM控制器調(diào)節(jié)Q的導(dǎo)通時(shí)間，將瞬間電壓值升高到所要求的直流輸出電壓值。對于幅值不同的輸入正弦半波電壓，通過直流電壓誤差放大器、PWM控制器和直流基準(zhǔn)電壓使用負(fù)反饋環(huán)來調(diào)節(jié)Q的導(dǎo)通時(shí)間，最終獲得一個(gè)比較恒定的直流電壓輸出。在整個(gè)正弦半波周期內(nèi)，通過RS檢測每一瞬時(shí)輸入電流，使它的大小與瞬時(shí)輸入的正弦半波電壓大小成正比。在任意一個(gè)導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)，電流流經(jīng)L、Q和RS后返回橋式整流器的負(fù)端。隨后的關(guān)斷區(qū)間內(nèi)，電流

26、流經(jīng)L、D和RO及與RO并聯(lián)的CO，再經(jīng)過RS返回橋式整流器的負(fù)端。通過選取L值較大的電感，可以使整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電流紋波值很小。Q的開關(guān)頻率越高，RS上就越可能出現(xiàn)很多窄電流尖峰疊加情況，如圖2.2所示，疊加情況的嚴(yán)重程度與開關(guān)頻率有關(guān)，可能會產(chǎn)生電磁干擾問題，但是只要在RS兩端并聯(lián)一個(gè)很小的電容就可以解決。3 功率變換電路參數(shù)設(shè)計(jì)3.1 Boost輸出電感L的選擇 圖3.1為功率變換電路Boost拓?fù)涞脑韴D。圖3.1 Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖 Boost電感的選擇條件是必須滿足正弦輸入電壓到達(dá)最大值時(shí)，電網(wǎng)的紋波電流最小并且符合要求。我們在輸入功率最大、輸入電壓最小時(shí)選擇電感，正弦波電流峰值I

27、p達(dá)到最大值張興柱. 開關(guān)電源功率變換器拓?fù)渑c設(shè)計(jì)M.北京：中國電力出版社，2009.。紋波電流為I，它是當(dāng)MOS管導(dǎo)通達(dá)到最大時(shí)Tonx，即電感L上的電壓VL最小時(shí)的L的電流該變量。Vrn和Irx用來表示電壓有效值最小值和電流有效值最大值。L=VLnTonxI=1.41VrnTonxI(3. 1) Ip=1.41PoEVrn(3. 2)且選擇I=0.2Ip，則有I=0.2×1.41PoEVrn=0.282PoEVrn(3. 3)則由式3.1和式3.3可得L=5.0Vrn2ETonxPo(3. 4)現(xiàn)在Tonx=T1-VLnVo(3. 5)設(shè)置Vo大于VLx10%（VLx是輸入電壓達(dá)

28、到最大時(shí)正弦峰值），可得Tonx=T1-VLn1.1VLx(3. 6)由于VLnVLx=VrnVrx，取Vrn=90V，Vrx=250V，則由式3.6可得Tonx=T1-901.1×250=0.673T(3. 7)又由式3.4和式3.7可得L=3.37Vrn2TEPO(3. 8)因此，當(dāng)Vrn=90V，f=100kHzT=10s，E=85%，PO=250W時(shí)，由式3.8可得L=3.3790210×10-60.85250=928H(3. 9)3.2 Boost電感器的制作由式3.9可知計(jì)算電感量為928µH，應(yīng)用時(shí)我們?nèi)≌麛?shù)值L=1mH。由式3.10可以計(jì)算峰值電流

29、IP=1.41×25085%×90=4.61A(3. 10)取B=0.2T，j=5A/mm2AP=500LIPBj=500×0.001×4.6120.2×5=10.6722(cm4)(3. 11)按AP選擇磁芯R.Petkov. Optimum Design of a High-Power, High-Frequency TransformerJ.IEEE Transactions on Power Elec-tronics,1996.1,1(11):33-42.，選用EE55型磁芯，其外形如圖3.2所示，查閱磁芯參數(shù)手冊可知其尺寸如表3.1所

30、示Colonel Wm.T.Mclyman.變壓器與電感器設(shè)計(jì)手冊（第三版）M.龔紹文，譯.北京：中國電力出版社，2009.，查得有關(guān)參數(shù)為面積積AP=15.4698cm4，有效截面積AC=3.54cm2，窗口面積Wa=4.37cm2，繞組長度G=F=3.8cm。圖3-2EE磁芯外形表3.1 EE55型磁芯尺寸A(mm)B(mm)C(mm)D(mm)E(mm)F(mm)555521401738計(jì)算空氣隙長度lg=0.4LIPACB2=0.4×3.14×1×10-3×4.6123.54×0.22=0.1885(cm)(3. 12)電感匝數(shù)計(jì)算N=

31、Blg0.4IP×104=0.2×0.18850.4×3.14×4.61×10465(匝)(3. 13)計(jì)算邊緣磁通系數(shù)FF=1+lgACln2Glg=1+0.18853.54ln2×3.80.1885=1.37(3. 14)計(jì)算新的繞組匝數(shù)Nn，利用添入的邊緣磁通系數(shù)FNn=lgL0.4ACF×10-8=0.1885×1×10-30.4×3.14×3.54×1.37×10-856(匝)(3. 15)確定導(dǎo)線規(guī)格，計(jì)算導(dǎo)線直徑d=2IPj=2×4.615&

32、#215;3.141(mm)(3. 16)由計(jì)算結(jié)果我們選擇裸線直徑1mm，帶絕緣層后直徑1.15mm的漆包線進(jìn)行電感的繞制王全保.新編電子變壓器手冊M.沈陽：遼寧科學(xué)技術(shù)出版社，2007.。3.3 Boost輸出電容的選擇 如圖3.3，Boost電容CO通常用于給半橋DC/DC變換器供電（通常是600W以下半橋電路或者功率600W以上的全橋電路）。由于正常的直流輸出電壓VO一般設(shè)計(jì)為比輸入電壓有效值Vr峰值最大時(shí)大10%。所以當(dāng)Vrx=250V時(shí)，VO=1.1×1.41×250=380V。由于不好調(diào)節(jié)這個(gè)電壓值，需要電壓誤差放大器保持較低的帶寬增益，才能改善負(fù)載電流變化時(shí)

33、它的響應(yīng)。因此，當(dāng)輸入交流電壓為250V時(shí)，我們設(shè)定輸出電壓的最小值Von=370V。圖3.3 電容CO的選擇必須滿足規(guī)定的保持時(shí)間假設(shè)輸入交流電壓突然斷開，VO最小時(shí)，希望 CO值足夠大，能夠?qū)⑤敵鲭妷罕３譃橐粋€(gè)定值(Vmhu)。Vmhu是能夠?qū)C/DC變換器的所有輸出電壓保持為設(shè)計(jì)規(guī)定值一段時(shí)間（一般為30ms）的電壓值。當(dāng)VO從Von開始向Vmhu下降時(shí)，DC/DC變換器增大導(dǎo)通時(shí)間，用來保證變換器所有輸出維持在規(guī)定值范圍內(nèi)。對大部分的變化器拓?fù)鋪碚f，VO值下降幅度越大時(shí)需要的輸出電容也就越大，但是如果VO有比較大的輸出壓降就會導(dǎo)致DC/DC變換器的導(dǎo)通時(shí)間變大，甚至有可能達(dá)到半個(gè)開關(guān)

34、周期的最大導(dǎo)通時(shí)間（多數(shù)拓?fù)涞淖畲髮?dǎo)通時(shí)間只有半個(gè)開關(guān)周期）。一般將Vmhu值折中選擇為比Von小60V80V，同時(shí)還要將拓?fù)涞淖儞Q器次級電壓設(shè)計(jì)的足夠高，讓它能夠保證當(dāng)Vmhu作為輸入電壓值時(shí)變換器的導(dǎo)通時(shí)間依舊可以達(dá)到半個(gè)開關(guān)周期的80%Takeuchi N, Matsui K, Yamamoto I, et al. A novel PFC circuit for three-phase utilizing a single switching deviceC.Telecommun-ications Energy International Conference, Kasugai, 200

35、8, 1：1-5.。通過上述內(nèi)容，由下式計(jì)算選擇COCO=IavTmhuV=IavTmhuVon-Vmhu(3. 17)上式中，Iav是VO從VO下降到Vmhu時(shí)輸出的電流平均值。當(dāng)變化器的輸出功率為PC，效率為EC時(shí)Iav=2PCEC(Von+Vmhu)(3. 18)因此，當(dāng)Vmhu=Von-70=370-70=300V且Tmhu=30ms時(shí)，由式3.17可以計(jì)算CO=Iav×0.03370-300=429×10-6Iav(3. 19)并且當(dāng)PC=250W，EC=0.85時(shí)，由式3.18，3.19可以計(jì)算Iav=2×2500.85370+300=0.88A(3.

36、 20)CO=0.88429×10-6=378F(3. 21)在實(shí)際應(yīng)用中選擇耐壓值450V的470µF的電解電容器。同時(shí)我們需要注意，電容器CO的選擇，不僅必須要滿足能夠維持輸出電壓在期望值的時(shí)間，還要讓電容器能夠承受足夠的額定紋波電流。流經(jīng)Boost拓?fù)湔鞫O管的電流值由從直流負(fù)載流出的直流電流值和振幅相當(dāng)于負(fù)載直流電流值的120Hz諧波分量組成。顯然，整流二極管電流的直流分量流入負(fù)載，而剩下的120Hz諧波分量就流入了電容CO陳寶磊，沈錦飛.基于Cuk型單相合成三相APFC電路的研究J.電力電子技術(shù)，2010，44(7)：28-30.。當(dāng)PO=250W，VO=388

37、V，效率為85%且Idc=250/(388×0.85)=0.76A時(shí)，CO額定紋波電流值的有效值等于0.707×0.76=0.54A。3.4 功率開關(guān)管與整流二極管的選擇保證整個(gè)系統(tǒng)長時(shí)間穩(wěn)定可靠的運(yùn)行是功率變換器選擇功率開關(guān)管和整流二極管最重要的標(biāo)準(zhǔn)。原則是，功率開關(guān)管能夠承受的最大電流值必須大于或等于電感電流峰值，最大電壓值必須大于或者等于設(shè)計(jì)要求的輸出電壓值。整流二極管的額定電壓值和電流值也必須滿足上述要求。同時(shí)，整流二極管的響應(yīng)時(shí)間必須要很短以減小開關(guān)切換開關(guān)狀態(tài)時(shí)的損耗。在開關(guān)管導(dǎo)通而整流二極管尚未截止的瞬間，開關(guān)管上流經(jīng)的電流值為全部的負(fù)載電流與整流二極管反向恢

38、復(fù)電流之和，此時(shí)所損耗的功率是相當(dāng)巨大的，因此必須選擇能夠快恢復(fù)的二極管以及能夠承受高峰值功率損耗的功率開關(guān)管。功率開關(guān)管與整流二極管在選擇時(shí)還應(yīng)保留一定的功率降額，以便在應(yīng)用環(huán)境不同時(shí)還能夠有所選擇。在本系統(tǒng)中，功率開關(guān)管選擇型號為FQPF10N60C，擊穿電壓為600V，額定電流為10A的N溝道場效應(yīng)管。整流二極管選擇型號為MUR1660，擊穿電壓為600A，額定電流為16A，反向恢復(fù)時(shí)間50ns的快恢復(fù)整流二極管賴聯(lián)有，陳僅星，許偉堅(jiān).Boost開關(guān)電源設(shè)計(jì)及仿真J.江西理工大學(xué)學(xué)報(bào)，2010，31(2)：29-32.。4 控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)4.1 功率因數(shù)校正芯片UC3854UC3854

39、是在功率因數(shù)校正電路領(lǐng)域開發(fā)最早、應(yīng)用最為廣泛的芯片之一，是這個(gè)領(lǐng)域芯片中的典型產(chǎn)品。圖4.1給出了以這種芯片為核心的有源功率因數(shù)校正電路原理圖。Boost變換器由晶體管Q1、電感L1、二極管D1和輸出電容CO組成。電路的開關(guān)頻率即為鋸齒波電壓發(fā)生器的工作頻率FS=1.25/(R14Ct)，通過圖騰柱輸出Q2和Q3開關(guān)管Q1導(dǎo)通以及關(guān)斷。圖4.1 UC3854構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路框圖從對應(yīng)的時(shí)鐘脈沖將FF觸發(fā)器置位開始計(jì)算導(dǎo)通時(shí)間。當(dāng)PWM脈寬調(diào)制器同相輸入端的鋸齒波電壓值比線性電流放大器EA2輸出即3腳電壓高時(shí)，將FF復(fù)位，導(dǎo)通截止。此時(shí)3腳的電壓是RS上的電壓與R2上的電壓的正向差分放大

40、值。主電路就是利用PWM脈寬調(diào)制器控制開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，通過電感的儲能、放電，最終利用大電容將橋式整流器輸出的正弦半波電壓升壓并輸出恒定的直流電壓，同時(shí)也將電網(wǎng)的輸入電流波形變成與輸入電網(wǎng)電壓同相位的正弦波。4.2 UC3854實(shí)現(xiàn)輸入電網(wǎng)電流的正弦化由圖4.2所示，UC3854的5腳輸出電流是正向連續(xù)正弦半波，電流的幅值在任意時(shí)刻都將與A點(diǎn)的直流電壓和輸入到6腳的電流值成正比。而UC3854的6腳的輸入電流是與橋式整流器輸出的正弦半波電壓同相位的正弦半波電流。所以，5腳的輸出電壓曲線是與橋式整流器輸出的正弦半波電壓同相位的連續(xù)半波正弦曲線，幅值與誤差放大器EA1的輸出電壓成比例。由圖4.2所

41、示，在所有時(shí)刻，通過RS的壓降（從右到左，圖4.2(c)）與R2的升壓（從左到右，圖4.2(b)）近似相等，來實(shí)現(xiàn)輸入電網(wǎng)電流的正弦化。RS上流過的電流是經(jīng)過整流后的輸入電網(wǎng)電流。電流值的大小等于開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)流經(jīng)開關(guān)管的電流與開關(guān)管關(guān)斷時(shí)流經(jīng)整流二極管的電流之和。因此，當(dāng)RS上的壓降與R2上的升壓相等時(shí)，輸入電網(wǎng)電流是正弦半波并且與橋式整流器輸出的正弦半波電壓同相位。由圖4.2(c)、圖4.2(d)和圖4.2(e)可知，由于擁有大電感L的Boost變換器工作在連續(xù)模式，因此一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的紋波電流值較小。在半個(gè)開關(guān)周期中，因?yàn)镽2上的電壓是平滑的正弦半波電壓，因此當(dāng)RS上的壓降等于R2的升壓的

42、時(shí)候，流經(jīng)RS的也會是平滑的正弦半波電流，并且只有很小的開關(guān)頻率紋波值。在電網(wǎng)電壓為50Hz的半周期里，RS的壓降跟蹤R2的升壓，但是R2的電壓變化值比RS的壓降稍微大一些。這個(gè)差值就是瞬間誤差電壓，如圖4.2 (d)所示，在半波周期里，這個(gè)電壓差值是正值并且波形上凹。然后由同相電流誤差放大器EA2放大并保持上凹的波形，如圖4.2(e)所示。圖4.2 功率因數(shù)控制芯片UC3854的主要波形通過PWM比較器將UC3854的3腳電壓和UC3854的14腳峰值約為5V的三角波電壓進(jìn)行比較。如圖4.2(e)所示，在X點(diǎn)和Y點(diǎn)處，較高的3腳電壓與三角波電壓相交的較晚，因此導(dǎo)通時(shí)間較長。在峰值點(diǎn)P點(diǎn)處，3

43、腳電壓較低，與三角波電壓相交的較早，導(dǎo)通時(shí)間較短。結(jié)合圖4.2(a)和圖4.2(e)，我們可以看出上凹的UC3854的3腳波形調(diào)節(jié)開關(guān)管在橋式整流器輸出電壓在正向過零點(diǎn)時(shí)的導(dǎo)通時(shí)間最大；然后，隨著正弦半波電壓逐漸增加至其峰值，開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間逐漸變短；當(dāng)正弦半波電壓經(jīng)過峰值開始逐漸向負(fù)向過零點(diǎn)下降時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間開始逐漸增大。由于Boost變化器輸入-輸出電壓關(guān)系式為VO=Vin1-TonT(4. 1)Ton為開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，因此通過這種變化的導(dǎo)通時(shí)間將橋式整流器輸出的正弦半波電壓轉(zhuǎn)換成CO兩端恒定的直流電壓輸出陳麗敏. APFC技術(shù)中的平均電流型控制及其應(yīng)用研究J. 電氣傳動(dòng)自動(dòng)化, 2

44、001, 23(2): 38-40.。4.3 UC3854乘法器的設(shè)定乘法器是UC3854進(jìn)行功率因數(shù)校正的核心。通過乘法器組成電流反饋環(huán)路，從而調(diào)節(jié)電路得到一個(gè)比較高的功率因數(shù)，乘法器的輸出是檢測輸入電流狀況的一種方法PHILIP C.TODD.UC3854可控功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)J.世界電子元器件，2005,5.。通過整體設(shè)計(jì)的輸入情況來進(jìn)行乘法器外圍電路的參數(shù)設(shè)計(jì)。乘法器的輸入信號共有三路：輸入電流IAC（IC的6腳）、輸入端前饋電壓VRMS（IC的8腳）和電壓誤差放大器的輸出電壓VAOUT（IC的6腳）。用IMUL來表示乘法器的輸出電流：IMUL=Km×IAC×VA

45、OUT-1VRMS2(4. 2)在這里Km是乘法器中的一個(gè)常數(shù)，值為1。4.3.1前饋電壓信號VRMSVRMS是乘法器中三路輸入中平方電路的輸入，UC3854平方電路正常工作時(shí)電壓范圍為1.4V-4.5V，當(dāng)反饋電壓信號大于4.5V時(shí)，芯片內(nèi)部的鉗制電路會將電壓強(qiáng)制保持在4.5V。輸入電壓VRMS的分壓電路是由三個(gè)電阻(R14、R17、R19)和兩個(gè)電容(C11、C12)組成，他們構(gòu)成了一個(gè)二階的低通濾波器，濾波器的存在使得進(jìn)入到8腳的前饋電壓與整流后的半波輸入電壓的平均值成正比。半波輸入電壓的平均值約為其均方根值的90%左右。當(dāng)交流輸入電壓的均方根值為250V時(shí)，其整流后的半波輸入電壓均方根

46、值約為225V，且其峰值電壓約為354V。但是VRMS的分壓電路必須滿足兩個(gè)直流條件。當(dāng)輸入線電壓高時(shí)，VRMS的值不能超過4.5V。如果超過了4.5V，會因?yàn)閂RMS的值被鉗制而使前饋電壓失去它的作用。當(dāng)輸入線電壓較低時(shí)，VRMS的電壓值要大于等于1.414V。如果VRMS的值小于1.414V，UC3854的內(nèi)部電路有一個(gè)電流限制器，會將乘法器的輸出保持為定值。由于VRMS的電壓值不能為0，因此在輸入線電壓最小時(shí)，VRMS的值仍為1.414V。因此VRMS的分壓電路的設(shè)計(jì)要求是當(dāng)輸入電壓值較低時(shí)，VRMS的值要大于等于1.414V；當(dāng)輸入電壓值較高時(shí)，VRMS的值要小于等于4.5V。不過，當(dāng)

47、輸入電壓的變動(dòng)范圍比較大時(shí)，如果無法同時(shí)滿足VRMS最大值和最小值的要求時(shí)，寧可將VRMS的電壓值鉗制在高電位，也不能使乘法器的輸出鉗制在低電位即不能將VRMS的電壓值鉗制在低電位。因?yàn)槿绻鸙RMS的電壓值被鉗制在高電位，將會影響電壓環(huán)路，但是對整個(gè)系統(tǒng)的影響不會很大，但是如果乘法器的輸出電壓被鉗制，將會造成輸入電流波形的嚴(yán)重失真。根據(jù)上述要求，我們選擇R14=910k、R17=91 k、R19=20 k，當(dāng)輸入電壓為交流均方根值250V且直流平均電壓值為225V時(shí)，VRMS的最大值達(dá)到4.4V。當(dāng)輸入電壓為交流均方根90V且直流平均電壓為81V時(shí)，VRMS的最小值達(dá)到1.59V。結(jié)合前面的設(shè)

48、計(jì)要求，無論是在交流輸入電壓的最大值和最小值時(shí)，VRMS的值都滿足需求。4.3.2電壓誤差放大輸出VAOUT電壓誤差放大器的輸出是另外一個(gè)設(shè)定乘法器參數(shù)必須考慮的重要因素。電壓誤差放大器的輸出VAOUT在UC3854內(nèi)部被鉗制在5.6V，我們可以通過電壓誤差放大器的輸出電壓大小來分析Boost變化器輸入功率變化的情況。如果電壓誤差放大器的輸出VAOUT保持定值，那么它將調(diào)節(jié)輸入功率的值保持不變，使輸入功率的值不受輸入線電壓變化的影響。假設(shè)5V是電壓誤差放大器的輸出VAOUT的最大工作電壓，如果應(yīng)用時(shí)VAOUT的值達(dá)到了5.6V，那就表示輸入功率超過了最大功率限制的12%。電壓誤差放大器的輸入信

49、號一路是芯片內(nèi)部自帶的7.5V參考電壓，另一路來自于最終直流輸出電壓的反饋電壓，通過反饋電壓調(diào)節(jié)最終輸出電壓的大小，同時(shí)保證電壓環(huán)路的穩(wěn)定。為保持最終輸出直流電壓的穩(wěn)定，反饋電壓的大小應(yīng)維持在7.5V附近，取阻值較小反饋電阻為10 k，最終輸出電壓為400V，則較大的電阻阻值為R=10×4007.5-1=523k(4. 3)4.3.3乘法器輸入電流IAC 由圖4.1可知，乘法器的輸入電流是由加在電阻R8兩端的電壓提供的，雖然越高的輸入電流會使得乘法器的線性度越好，但是我們還是規(guī)定最大的輸入電流不能超過0.6mA，當(dāng)交流輸入電壓為250V時(shí)，其峰值電壓達(dá)到354V，UC3854內(nèi)部6腳

50、的直流電壓為6V，所以我們選擇R8的阻值為620 k，此時(shí)IAC約等于0.6mA。當(dāng)輸入電壓為0V時(shí)，由于芯片內(nèi)部6腳的電壓為6V，因此為了保證系統(tǒng)正確工作，需要在輸入電流波形處加上一個(gè)偏置電流，通過在9腳參考電壓與6腳之間加上一個(gè)電阻來提供這個(gè)必須的偏置電流，該電阻的阻值為R8/4。所以我們選擇150 k的電阻來提供這個(gè)偏置電流。4.4 UC3854芯片控制電源輸出功率 由圖4.1給出的UC3854功率因數(shù)校正電路框圖，最大輸出功率取決于流經(jīng)RS上的正弦電流的峰值的設(shè)定，通過正弦電流峰值我們可以計(jì)算最大的電網(wǎng)輸入電流的有效值和在電網(wǎng)輸入電壓有效值變動(dòng)時(shí)的最大輸出功率。Vrn和Irx用來表示電

51、壓有效值最小值和電流有效值最大值。PO=EPin=EVrnIrx=EVrn0.707IP(4. 4)式中，E是效率，IP是有效值為Vr時(shí)檢測電阻RS上的電流值。通過先計(jì)算IP的值，然后選擇RS的值，使得變化器在輸入電壓較低和負(fù)載較重時(shí)產(chǎn)生的損耗最小，設(shè)計(jì)要求RS在電網(wǎng)輸入電壓較低時(shí)的壓降大于等于1V。因此RS=1IP(4. 5)當(dāng)PO=250W，Vrn=90V，E=0.85時(shí)，由式4.4計(jì)算可得Ir=2500.85×90=3.27A，IP=1.41×3.27=4.61A。由式4.5可得RS=1IP=14.61=0.22(4. 6)實(shí)際應(yīng)用選擇最接近計(jì)算值的標(biāo)注值電阻0.25

52、。當(dāng)輸入電壓最低時(shí)，乘法器的輸出即5腳的電流最大。當(dāng)Vrn=90V時(shí)，IAC=0.196mA，VAOUT=5V，VRMS=1.58V，由式4.2可知，IMUL=Km×IAC×VAOUT-1VRMS2=1×0.196×5-11.582=0.314mA(4. 7)由于在所有時(shí)刻，UC3854為了保證輸入電網(wǎng)電流正弦化，反饋環(huán)都會保持RS上的壓降與R2上的升壓相等，因此有R2=IPRSIMUL=4.61×0.250.314×10-3=3.7k(4. 8)R2選擇與計(jì)算值最接近的3.9 k，同時(shí)為了減小EA2的偏差，我們選擇R2=R3。結(jié)合芯

53、片內(nèi)部設(shè)計(jì)要求，UC3854的5腳輸出最大電流IMUL由下式?jīng)Q定IMUL=3.75R14(4. 9)當(dāng)IMUL=0.314mA時(shí)，計(jì)算R14=12 k，我們?nèi)∽罱咏?jì)算值的標(biāo)準(zhǔn)值15 k。4.5 Boost電路開關(guān)頻率的選擇由于其他電路元件的要求，已經(jīng)進(jìn)一步?jīng)Q定了UC3854中5腳(Mult Out)的輸出電流值，R14同時(shí)也決定Boost電路的開關(guān)頻率。當(dāng)R14為固定值時(shí)，可由下式4.10計(jì)算Boost開關(guān)頻率Fsw=1.25R14C11(4. 10)式中，C11是UC3854的14腳的接地電容。其中R14單位是，C11單位是F，F(xiàn)sw單位是Hz。UC3854最高頻率可達(dá)到200Hz，但是一

54、般應(yīng)用選擇100kHz。因此計(jì)算出的C11=1.25R14Fsw=1.2515×103×100×1031nF(4. 11)4.6 電流誤差放大器的補(bǔ)償電流環(huán)路能夠穩(wěn)定的工作必須有補(bǔ)償，在Boost拓?fù)渲校呻姼泻透袦y電阻RS組成的LR低通濾波器會使得拓?fù)渲修D(zhuǎn)換器在高頻控制輸入電流傳輸函數(shù)時(shí)存在一個(gè)單極響應(yīng)?？刂戚斎腚娏鱾鬏敽瘮?shù)的方程式為： VRSVCA=VOUT×RSVS×SL(4. 12)其中VRS是感測電阻RS時(shí)兩端的電壓，VCA 是電流誤差放大器即芯片3腳的輸出電壓。VOUT是設(shè)計(jì)要求直流輸出電壓，VS是振蕩器斜波的峰峰值，SL 是電感器

55、的阻抗（也稱 jL），而 RS是感測電阻。只有電路工作在在共振頻率和開關(guān)頻率之間時(shí)，這個(gè)方程式才適用。補(bǔ)償電路對整個(gè)電流環(huán)路正確的補(bǔ)償使得功率變化器在開關(guān)頻率附近擁有著平坦的增益。一個(gè)低頻的零點(diǎn)提供的增益能夠使得功率變換器控制在平均電流模式工作。由圖4.1可知，電流誤差放大器在開關(guān)頻率附近的增益由電感電流在開關(guān)管關(guān)閉時(shí)的下降斜率和UC3854內(nèi)部14腳的斜波振蕩器產(chǎn)生的斜波斜率匹配決定，同時(shí)這兩路信號還是PWM比較器的輸入信號。電感電流下降變化率的單位是A/S，此值在輸入電壓為0時(shí)達(dá)到最大值，即變換器的輸入電壓與輸出電壓之間的差值達(dá)到最大值時(shí)，電感電流的變化率達(dá)到最大值。因?yàn)閂in=0，所以電

56、感上電流的變化率由式3.1可以由變換器的輸出電壓與電感L的比值來計(jì)算。同時(shí)若要進(jìn)行正確的電流環(huán)路補(bǔ)償，電感電流的變化率應(yīng)與14腳產(chǎn)生的斜波斜率相等。根據(jù)上述內(nèi)容，計(jì)算環(huán)路交叉頻率，首先將電流誤差放大器的增益與環(huán)路交叉頻率相乘并將結(jié)果設(shè)為1，將得到的方程式重新整理為fc=VOUT×RS×RczVS×2L×Rci(4. 13)這里fc為電流環(huán)路的交叉頻率，RCZ/Rci是電流誤差放大器的增益。設(shè)計(jì)的電路輸出電壓為VOUT=400V直流，電感值為1.0mH，由式3.1計(jì)算可得電感電流下降斜率為400Ma/µs。電流感測電阻RS=0.25，所以電流誤差

57、放大器的輸入為100Mv/µs。UC3854內(nèi)部斜波振蕩器的峰峰值為5.2V，開關(guān)頻率f=100kHz，所以斜波的斜率為0.25V/µs。因此電流誤差放大器必須提供一個(gè)5.2的增益使兩者在開關(guān)頻率下的斜率相等。如果輸入電阻Rci=3.9 k，為保證放大器的增益為5.2選擇反饋電阻Rcz的電阻值為20 k。最終環(huán)路的交叉頻率達(dá)到15.9kHz。相位裕度等于45°的系統(tǒng)穩(wěn)定性最好，因此在電流誤差放大器響應(yīng)中的零點(diǎn)位置不應(yīng)該高于交叉頻率點(diǎn)的位置。當(dāng)零點(diǎn)與交叉頻點(diǎn)位置重合時(shí)時(shí)，相位裕度等于45°，如果零點(diǎn)的頻率更低，相位裕度也將會更大。當(dāng)零點(diǎn)位于交叉頻率上時(shí)，此時(shí)電容的容抗與Rcz的值必須相等，即有Ccz=12fciRcz(4. 14)在本設(shè)計(jì)中，Rcz=20 k，fci=15.9kHz，所以計(jì)算出Ccz=500pF，實(shí)際應(yīng)用時(shí)選擇標(biāo)準(zhǔn)值為620pF的電容。電流誤差放大器在使用時(shí)，為了降低系統(tǒng)對噪聲的靈敏度，一般選擇添加一個(gè)極點(diǎn)在靠近開關(guān)頻率的位置，并且當(dāng)該極點(diǎn)比開關(guān)頻率高出一半時(shí)，整個(gè)系統(tǒng)控制環(huán)路的頻率響應(yīng)不會被該極點(diǎn)影響。所以我們使用一個(gè)電容值等于62pF的電容在128kHz的位置提供一個(gè)極點(diǎn)，雖然這個(gè)極點(diǎn)值已經(jīng)超過了開關(guān)頻率，理論上應(yīng)該選用電容值更