射頻同軸連接器設計VIP

1、降低LQ型射頻連接器電壓駐波比的研究李明德【摘要】 LQ型射頻密封連接器，主要用在大、中功率米波電視天饋系統(tǒng)連接電纜傳輸電視信號。其電壓駐波比(VSWR)在01GHz頻率范圍內(nèi)為1.071.10，不能滿足分米波電視的要求。本文對目前國內(nèi)流行的LQ型連接器的雙支撐、外襯式、內(nèi)襯式三種基本結構，做了具體分析。找出了多支撐、多階梯、多介質(zhì)是影響VSWR的主要因素，并進行了改進。新設計的LQ型連接器，不僅保持了原有各種性能，且大大降低了VSWR，使在01GHz頻率范圍內(nèi)，VSWR為1.031.05，滿足了分米波電視天饋系統(tǒng)的需要，達到了目前國際上同類產(chǎn)品的水平。一、引言LQ型射頻密封連接器，主要用在大

2、、中功率米波電視天饋系統(tǒng)連接主、分饋電纜傳輸電視信號，或用于其它通信設備。連接器上備有充氣孔，供電纜充入干燥空氣或惰性氣體，達到密封防潮保持電氣性能的目的。特性阻抗分為50和75兩種。為了滿足廣播電視事業(yè)發(fā)展的需要，在七十年代末和八十年代初我國陸續(xù)研制了一系列米波段LQ型射頻密封連接器，至今仍在使用。其主要電氣性能如表1。表1產(chǎn)品系列型號特性阻抗抗電強度V絕緣電阻MVSWR01GHzL27Q50; 753000100001.10L36Q50; 754000100001.10L52Q50; 757000100001.10隨著廣播電視事業(yè)的發(fā)展，迫切需要發(fā)展我國的分米波彩色電視系統(tǒng)，使其接近或達到

3、目前國際上同類產(chǎn)品水平。對于射頻密封連接器，分米波段與米波段的主要區(qū)別是適用頻率范圍不同，對VSWR的要求不同，其它性能兩者類同。分米波電視天饋系統(tǒng)對射頻密封連接器的要求是在01GHz頻率范圍內(nèi)，電纜組件具有低VSWR性能，即短段電纜(約50cm)配接一對連接器和一對測試用轉(zhuǎn)接器，其VSWR1.05。米波段LQ型連接器VSWR最低才達1.07，顯然不符合要求。但是其螺紋連接的接口型式，由于連接方便、接觸可靠、性能穩(wěn)定，仍為一種比較好的連接結構形式，在國外也廣為采用。對此，如何降低LQ型連接器的VSWR，使其滿足分米波電視天饋系統(tǒng)的要求，成為必須解決的主要問題。分米波密封連接器，由于工作頻率的提

4、高，精確地進行設計是必要的，要降低VSWR，按照射頻連接器的設計原則應滿足以下要求：1. 保持特性阻抗的均勻性。即在同軸傳輸線的每一個橫截面上，盡可能地保持特性阻抗等于標稱阻抗，例如50。2. 盡量保證阻抗的連續(xù)性。對于每一個不可避免的特性阻抗的不連續(xù)，都要進行補償。3. 盡量縮短同軸傳輸腔體的“尺寸鏈”。以減少機械公差對電氣性能的影響。二、現(xiàn)行LQ型連接器的結構及其對電壓駐波比的影響1. 現(xiàn)行LQ型連接器的結構綜合目前國內(nèi)LQ型射頻密封連接器的結構設計，略去連接結構，電纜夾緊裝置、充氣密封結構，由內(nèi)外導體組成的同軸傳輸腔體的結構可簡化如圖13的結構形式。它決定了連接器的VSWR和其它電氣性能

5、。1. 絕緣支撐1 2. 絕緣支撐2 1. 絕緣支撐 2. 外襯套 圖1 雙支撐結構 圖2 外襯式結構1. 絕緣支撐 2. 內(nèi)襯套 圖3 內(nèi)襯式結構2. 結構參數(shù)偏差對電壓駐波比的影響根據(jù)同軸傳輸線理論，其特性阻抗為： Z=ln (1)由(1)式可見，特性阻抗Z的數(shù)值取決于絕緣介質(zhì)的相對介電常數(shù)r、外導體內(nèi)徑D以及內(nèi)導體外徑d。在加工制造過程中，由于環(huán)境、技術、材料本身諸因素，內(nèi)外導體直徑D、d、相對介電常數(shù)r總會出現(xiàn)一定的偏差，當D、d、r三參數(shù)偏差(D、d、r)較小時，特性阻抗的偏差可用下式表示： (2)由于這些偏差是機遇性的，因此服從正態(tài)分布規(guī)律： z= (3)式中：z 特性阻抗的均方根

6、偏差值； 等效介電常數(shù)均方根偏差值；d 內(nèi)導體外徑均方根偏差值；D外導體內(nèi)徑均方根偏差值。而： = - ln = - = 以L27Q型射頻密封連接器為例(單位mm)： D=18； d=5.5; r =2.05 則：()2=147； ()2=58； ()2=5.4由此可見，絕緣介質(zhì)的相對介電常數(shù)r對特性阻抗影響較大，內(nèi)導體的外徑d影響次之。當內(nèi)導體直徑偏差d=±0.03、D=±0.05、r=±0.04時，特性阻抗的均方根偏差值為： z=0.55該處對VSWR產(chǎn)生的影響由下式?jīng)Q定： VSWR=1+| (4)將特性阻抗均方根偏差值代入(4)式 VSWR=1+=1.011

7、由(3)式及以上分析可見，要降低VSWR，就要減少決定特性阻抗的尺寸公差的數(shù)量和避免使用或少用絕緣介質(zhì)材料。3. 絕緣介質(zhì)材料的影響根據(jù)公式(1)，當絕緣介質(zhì)為空氣時，特性阻抗為： Z空=60ln (5)如圖2圖3所示，當傳輸腔體為復合結構時，其相對介電常數(shù)由下式?jīng)Q定：= 圖2圖3中復合結構由聚四氟乙烯(PTFE)襯套和空氣組成，因而其相對介電常數(shù)為 代入(1)式得： Z復=60· (6)其中：D1為絕緣襯套的外徑； d1為絕緣襯套的內(nèi)徑由公式(1)、(5)、(6)對比可見，對于特性阻抗Z，空氣介質(zhì)時結構參數(shù)影響因素最少(2個)，內(nèi)外導體間充滿PTFE時影響因素次之(3個)，復合腔體

8、時(空氣和PTFE)影響因素最多(5個)。由(3)式見，影響因素越多，對特性阻抗影響越大，導致VSWR性能越差。從整體結構分析，在圖1中，已有絕緣支撐1支撐定位，無需再設絕緣支撐2。絕緣支撐2的增設不僅增多了相對介電常數(shù)的偏差帶來的影響，還帶來了其它尺寸公差的影響。圖2圖3所示結構，由于絕緣襯套的附加，也增多了影響特性阻抗的因素，失去了作為阻抗基礎的完全空氣介質(zhì)段，增大了VSWR。4. 補償不當帶來的影響在圖1中，沿OO軸向看，從接口部到配接電纜處，內(nèi)外導體上各有A B C E F G和ABCEFG六個階梯，由于階梯產(chǎn)生的不連續(xù)電容，對特性阻抗亦產(chǎn)生影響。從整體結構看，AA、EE階梯是可避免的

9、，應去掉，視絕緣支撐2為不當，則階梯FG亦可減少，從而減少由于階梯產(chǎn)生的不良影響。在連接器與電纜的配接處，連接器內(nèi)外導體均是表面光滑的銅導體，而電纜的外導體為皺紋銅管，內(nèi)導體有的是直銅管，有的是皺紋銅管，內(nèi)外導體間為聚乙烯螺旋支撐，因此在連接器與電纜的配接處，不僅存在著導體直徑的突變，而且存在著導體結構型式、介質(zhì)結構型式的變化，需要對此進行補償。在圖1、2、3中如果把絕緣支撐2，絕緣襯套理解為采取的補償措施的話，分別切割補償段與切割電纜所獲的截面結構如圖47。 圖4 雙支撐結構截面 圖5 外襯式結構截面 圖6 內(nèi)襯套式結構截面 圖7 電纜截面其介質(zhì)所占腔體截面面積的比例如表2：表2圖 別456

10、7介質(zhì)所占腔體截面積比例100%40%12%7%由表2所見，圖4、5、6與圖7電纜截面結構相比，不僅結構型式仍有差別，而且介質(zhì)所占腔體截面積的比例仍差別較大，因而未能起到補償作用。應謀求新的補償措施。三、分米波段LQ型連接器的設計根據(jù)以上結構分析，針對圖13所示結構存在的問題，按照設計原則，對分米波段LQ型連接器進行設計，設計方案如下：1. 采用單支撐結構；2. 去掉不必要的階梯。如圖1中的AA、FF；3. 去掉絕緣襯套。如圖2、圖3中的內(nèi)外絕緣襯套；4. 保留一定長度的空氣介質(zhì)段；5. 對連接器與電纜的配接處進行適當?shù)难a償過渡設計。1 絕緣支撐 2 補償環(huán)圖8 新設計的結構由公式Z=60ln

11、可見，空氣介質(zhì)段對特性阻抗的影響因素最少(2個)，因而也最符合各項設計原則。在設計中盡量擴大空氣段所占整個傳輸腔體的比例，作為連接器標稱阻抗的基礎，“壓縮”其它因素對傳輸線特性阻抗的影響，降低VSWR。在連接器與電纜的配接處，選擇以連接器和電纜的兩內(nèi)導體直徑尺寸接近，電纜皺紋外導體的平均外徑為參考，設計一個PTFE補償環(huán)，再經(jīng)實驗對尺寸進行修正，經(jīng)驗證這種方法是可行的，效果是明顯的。綜上所述，傳輸腔體結構設計如下圖：以圖8結構為基礎，再完善其它結構如連接結構、充氣密封結構、電纜夾緊裝置，以L27Q-J為例，新設計的分米波段射頻密封連接器如圖9。圖9 L27Q-1型射頻密封連接器四、試驗結果與討

12、論以L27Q為例，分別取原國產(chǎn)L27Q產(chǎn)品和新設計L27Q各一對，各配接一短段SDY-50-17-3型低衰減低駐波比射頻同軸電纜，用同一對N/L27型轉(zhuǎn)接器在同一臺進口的6409標量射頻網(wǎng)絡分析儀上做對比測試，測得的回波損耗曲線如圖10。圖10 新舊L27Q型連接器回波損耗曲線對比由測試曲線看，在0500MHz范圍內(nèi)，回波損耗由原來的-28dB降為-46dB，換算為VSWR為1.08降為1.01，在500MHz1GHz范圍內(nèi)，由原來的-29dB降為-33dB，換算為VSWR為1.074下降為1.046。滿足了分米波電視天饋系統(tǒng)在01GHz范圍內(nèi)，電纜組件VSWR1.05的要求。五、結 論結構分

13、析和重新設計實驗驗證表明：在射頻連接器結構設計中，應避免不必要的階梯，傳輸腔體應有標準阻抗空氣段，減少不必要的絕緣支撐和絕緣介質(zhì)，且對連接器與電纜的配接處應進行過渡補償，這些都是降低VSWR行之有效的措施。LQ型射頻密封連接器經(jīng)過重新設計完全可以滿足分米波電視天饋系統(tǒng)的需要。參考文獻1 研制精密同軸標準與元件的某些基本設計原則 I.E.E.E Trons MTT-14 No.1 1966.1 P29-392 同軸式TEM模通用無源器件 鄭兆翁編著 人民郵電出版社 1983年版P115彎式射頻同軸連接器的補償方法韋開河【摘要】介紹關于彎式L16型射頻同軸連接器的補償設計。這個設計是將連接器彎曲部

14、分的內(nèi)導體采用等直徑過渡，對絕緣介質(zhì)90°尖角處按體積比例要求進行最佳切割；使該阻抗連續(xù)，得到補償。采用這種補償方法制造的彎式L16型同軸連接器，在頻率達10GHz時，電壓駐波比為1.5(max)。本方法亦適用于N型直角射頻同軸連接器的設計。一、引言解決彎式L16型射頻同軸連接器阻抗不連續(xù)問題；研制、生產(chǎn)出具有低電壓駐波比(VSWR)特性的產(chǎn)品，滿足寬頻帶微波傳輸設備的需要，是設計中需要解決的問題。早在1968年前，國外對N型直角同軸連接器(彎式L16同軸連接器結構與之相同，僅相配螺紋為公制螺紋)的阻抗不連續(xù)的補償問題進行了較多研究。對介質(zhì)表面電鍍銀作為彎式連接器的外導體的延續(xù)；并通

15、過實驗最佳除去鍍銀層，實現(xiàn)彎角處阻抗不連續(xù)的補償。也有用電纜介質(zhì)芯子和金屬襯墊(或用導電微粒的環(huán)氧樹脂)作外導體的延續(xù)，實現(xiàn)補償?shù)哪康?。也許是工藝制造問題，這種新型直角同軸連接器至今還沒有商品銷售。1986年，國內(nèi)行業(yè)質(zhì)量評比，彎式L16型射頻同軸連接器的電壓駐波比，評比結果不好，大多數(shù)廠家均未達到部標要求(在頻率達到10GHz，VSWR已大于1.5)。如何解決這一問題，盡快生產(chǎn)出具有低電壓駐波比特性的彎式L16(或N型直角)型同軸連接器，目前還未見報導。本文介紹的關于彎式同軸連接器的補償設計方法，是根據(jù)同軸傳輸線的原理，采用直角彎曲等直徑過渡；同時，應用同軸線的特性阻抗與介質(zhì)占空比例有關的原

16、理，通過最佳切割90°介質(zhì)尖角，實現(xiàn)阻抗連續(xù)，達到補償目的。并給出電壓駐波比測試的結果。二、分析與改進1. 彎式L16型同軸連接器彎角處特性阻抗不連續(xù)的原因有：(1)直角彎曲處采用內(nèi)導體直徑變細的方法彎曲過渡；特性阻抗在外導體內(nèi)徑不變的情況下，隨內(nèi)導體外徑的減小而升高。造成線上阻抗不連續(xù)。(2)絕緣支撐(介質(zhì))直徑在90°彎角處其截面呈橢圓狀，長軸直徑加大，此處出現(xiàn)高阻抗，阻抗偏差大。根據(jù)公式VSWR=1+|可以看出阻抗偏差Z值越大，電壓駐波比也越大。(3)彎式L16型同軸連接器存在一個最低截止頻率，根據(jù)公式截止頻率它的單位為GHz。在彎角處該連接器的截止頻率為10.2GH

17、z，低于標準規(guī)定的測量頻率(11GHz)，當測量頻率達11GHz時，電壓駐波比超過標準規(guī)定。2. 對阻抗不連續(xù)的補償方法有很多。根據(jù)文獻資料介紹有下列幾種方法：Z=50 Z=50D外導體內(nèi)徑 D外導體內(nèi)徑d內(nèi)導體外徑 d內(nèi)導體外徑0.05D 0.2D 圖1 彎頭外導體內(nèi)表面切割 圖2 彎頭內(nèi)導體彎角切割 圖3 用金屬襯墊（含金屬微粒 圖4 最佳除去鍍銀層的彎頭結構環(huán)氧樹脂的）彎頭結構以上各種補償方法由于受到結構和工藝條件限制，生產(chǎn)中還沒有見到應用。根據(jù)同軸線的設計原理，為消除彎式L16型同軸連接器彎角處阻抗不連續(xù)，現(xiàn)采用內(nèi)導體等直徑彎曲過渡，克服表面形狀突變；并利用特性阻抗公式Zor=

18、3;ln中特性阻抗與介質(zhì)占空比例有關的原理，在外導體內(nèi)徑D、內(nèi)導體外徑d不變的情況下，改變介質(zhì)(聚四氟乙烯介質(zhì))的總體積比例值，通過計算和實驗選擇最佳值為0.42，實現(xiàn)彎角處特性阻抗連續(xù)。(圖5) 圖5 內(nèi)導體等直徑彎曲90°介質(zhì)切割結構三、試驗結果與討論取改進前和改進后(采取補償設計)的彎式L16型射頻同軸連接器各4對，按SJ2331-81射頻連接器電壓駐波比測試法準備樣品，進行測試。測量數(shù)據(jù)和繪制的電壓駐波比與頻率關系曲線見表1、2和圖6、7。從試驗結果看出，采用內(nèi)導體等直徑彎曲過渡并對90°介質(zhì)尖角進行最佳切割，使介質(zhì)占空比例達到阻抗連續(xù)的規(guī)定值從而實現(xiàn)補償。用掃頻測

19、量法測得電壓駐波比值比傳統(tǒng)的點頻法測得的數(shù)據(jù)偏大。這是因為掃頻法對帶電纜段的被測樣品，在測試時測試頻率的電長度因電纜長度不同而帶來誤差。點頻法測量可以校正測試頻率，克服電纜長度誤差影響，使測量結果能反映出被測樣品的實際情況。表1 改進前L16-JW5與L16-KF5電壓駐波比測量數(shù)據(jù) F(GHz)VSWR樣品號10.069.18.017.126.075.054.052.981.9250.990.5Fs=1.021.021.021.0251.021.021.0151.0151.021.021.0211.701.701.552.302.202.001.501.551.271.201.1421.70

20、1.801.652.302.0021.551.531.281.101.531.501.851.702.202.2021.621.501.281.201.1441.651.801.652.202.3021.451.451.301.191.16(FS系統(tǒng)剩余電壓駐波比)表2 改進后L16-JW5與L16-KF5電壓駐波比測量數(shù)據(jù) F(GHz)VSWR樣品號10.028.988.047.086.045.074.03.0052.0031.020.5Fs=1.0151.021.021.031.011.0251.0251.031.021.021.0211.51.181.421.221.161.421.09

21、1.121.211.081.0821.241.311.341.111.191.341.081.081.261.111.0931.451.171.401.141.101.401.151.031.2171.101.0941.361.091.361.221.201.361.201.111.181.181.13注：使用的儀器及設備：XB28A標準信號發(fā)生器。 XB7標準信號發(fā)生器。 XB9A標準信號發(fā)生器。 TC8D同軸測量線。 XFL68信號發(fā)生器。 TC-35同軸測量線。 A沒有補償?shù)臉悠?B補償后的樣品 圖6 彎式L16射頻連接器補償前后點頻法測量電壓駐波比曲線 圖7對L16-JW5與L16-K

22、F5掃頻測量電壓駐波比用儀器、設備： 1、8757A 掃頻網(wǎng)絡分析儀 2、8350B 掃頻振蕩器 3、85027C 10MHz18GHz電橋 4、8491B 10dB隔離器四、結 束 語經(jīng)過多次試驗和小批量生產(chǎn)考驗，關于彎式L16型射頻同軸連接器的特性阻抗不連續(xù)的補償，通過采用對內(nèi)導體等直徑直角彎曲過渡，并對90°介質(zhì)尖角進行最佳切割可以實現(xiàn)。試驗表明，這種補償可使彎式L16型同軸連接器在頻率達10GHz時，電壓駐波比(VSWR)不大于1.5。補償方法適合批量生產(chǎn)。參文考獻1 ALEXANDER R. BRISHKA: A NOVEL ANGLE CONNECTOR. SEALECT

23、RO CORPORATION MAMARONECK, N. Y. 10543.2 張方英編 天線及饋電設備 北京科技教育出版社 1961.7.3無線電工程譯文 1971.2.介質(zhì)切割法在射頻同軸連接器中的應用韋開河【摘要】 本文介紹介質(zhì)切割法用于同軸連接器的介質(zhì)絕緣支撐的最佳切割(設計)，以擴展其工作頻率范圍；并用來補償因設計和制造原因出現(xiàn)的阻抗不連續(xù)。凡有絕緣支撐的同軸連接器，均可采用這一方法進行最佳切割(設計)，獲得滿意的電性能。實現(xiàn)優(yōu)化設計的目的。【關鍵詞】 同軸連接器 支撐設計 介質(zhì)切割法一、引言用于各種寬帶微波通信設備的同軸連接器，通過縮小內(nèi)、外導體直徑來擴展工作頻率范圍的辦法，已不

24、能滿足要求。近幾年來，國外有文章報導，用改變同軸連接器內(nèi)絕緣支撐的介質(zhì)體積比例1，減小它的有效介電常數(shù)，用這種辦法進行寬頻帶絕緣支撐、寬頻帶耐高溫及耐輻照絕緣支撐與毫米波段絕緣支撐的設計。本文提出的“介質(zhì)切割法”的原理、阻抗不連續(xù)的補償?shù)睦碚撘罁?jù)，以及應用計算和實驗測量曲線，在生產(chǎn)中得到驗證，可供參考。二、原理介質(zhì)切割法是應用同軸傳輸線中，有絕緣支撐的介質(zhì)的有效介電常數(shù)與其體積比例有關，支撐段的截止頻率與等效介電常數(shù)成反比的特性2，減小介質(zhì)(固體介質(zhì))支撐的占空比例，可以獲得較小的等效介電常數(shù)值。從而達到拓寬工作頻率范圍的目的。同理，固體介質(zhì)絕緣支撐體積比例的改變，影響著支撐段的特性阻抗。最佳

25、切割(設計)，可以使阻抗不連續(xù)部分變得平滑，得到補償3。三、應用與計算介質(zhì)切割法用于射頻同軸連接器中介質(zhì)絕緣支撐的設計。公式：C= (D+d)×或fc= 表明，同軸線的外導體內(nèi)直徑D與內(nèi)導體外直徑d已定，將絕緣支撐切割成與空氣介質(zhì)混合使用，獲得較小的(接近于空氣的)等效介電常數(shù)。實現(xiàn)、提高截止頻率fc (或縮小C)的目的。應用介質(zhì)切割法最佳切割(設計)不同形狀的絕緣支撐，其等效介電常數(shù)的計算見表1。表1 不同形狀的絕緣支撐等效介電常數(shù)計算表序號支撐形狀圖 例應用公式備注1環(huán)形 (a)= 固體介質(zhì)與空氣混合使用 (b)=(同上)2星形=1P+2(1-P)P= V介-固體介質(zhì)體積3輪輻形

26、 =1P+2(1-P)P= V介-固體介質(zhì)體積續(xù)表1 序號支撐形狀圖 例應用公式備注4輪轂形=1-(1-1) 1固體介質(zhì)介電常數(shù)5直角形Zr= lnZr特性阻抗單位：歐姆V介固體介質(zhì)體積6徑向絕緣凸部支撐=1P+2(1-P)P= 徑向絕緣凸部(星形支撐)等效介電常數(shù) 1. 寬頻帶耐高溫、耐輻照絕緣支撐的切割(設計)耐高溫、耐輻照絕緣支撐，通常采用熔凝硅、康寧玻璃1723等材料，這類材料介電常數(shù)偏高(=3.78)。這將使支撐段的截止頻率變低。在保證有足夠機械強度的前提下，應盡量減少支撐材料。用介質(zhì)切割法設計支撐呈星形或輪輻形。截止頻率達到12GHz時，電壓駐波比1.3。2. 寬帶絕緣支撐的切割(

27、設計)新開發(fā)的特性阻抗為75的1.6/5.6系列同軸連接器，在反射系數(shù)r0.1時，最大工作頻率為1GHz。應用介質(zhì)切割法原理，“支撐”設計呈星形。在基本結構相同的情況，r0.1的條件下，頻率達到10GHz。支撐形狀見表1序號6所示。3. 毫米波段絕緣支撐的切割(設計)毫米波段的同軸連接器，截止頻率高達40GHz以上。“支撐”分界面上，反射盡可能小。全固體介質(zhì)支撐，不能滿足要求，應用介質(zhì)切割法，最佳切割(設計)絕緣支撐，能獲得理想的效果。公式：=-(-1) ，在介質(zhì)材料選定時，改變(切割)介質(zhì)體積比例(即固體介質(zhì)挖孔體積V孔/總體積)可獲得需要的等效介電常數(shù)值。支撐厚度LC/4，取L=1.5mm

28、，反射最小。毫米波段支撐形狀見表1序號4所示。4. 直角連接器絕緣支撐的切割(設計)直角連接器的絕緣支撐，通常采用兩件帶45°斜角的絕緣支撐，對接成90°角過渡。彎角處固體介質(zhì)增厚，阻抗增加，破壞了連接器特性阻抗的連續(xù)。用介質(zhì)切割法，最佳切割支撐尖角處介質(zhì)，使阻抗平滑過渡，反射減小，提高尖角處截止頻率，獲得低的電壓駐波比。直角連接器的絕緣支撐的最佳切割(設計)形狀見表1序號5所示。四、結果與討論寬帶耐高溫、耐輻照同軸連接器的絕緣支撐，用介質(zhì)切割法切割(設計)成星形或輪輻形支撐，將康寧玻璃類介質(zhì)的介電常數(shù)(等于3.78，變換成等效介電常數(shù)1.93計算值)。該值的降低，使支撐段

29、的截止頻率達到12GHz，電壓駐波比S1.3。新開發(fā)的1.6/5.6系列寬帶同軸連接器的絕緣支撐，用介質(zhì)切割法切割(設計)，將最大工作頻率達1GHz，反射系數(shù)0.1的第二代產(chǎn)品，進而發(fā)展為最大工作頻率達10GHz，反射系數(shù)0.1的第三代產(chǎn)品。毫米波段K型連接器的研制，應用介質(zhì)切割法切割(設計)的輪轂形絕緣支撐，將SMA型同軸連接器的截止頻率由24GHz，提高到40GHz。直角同軸連接器，用介質(zhì)切割法切割(設計)彎角支撐，使彎角處阻抗變得平滑、連續(xù)，得到補償。這些絕緣支撐的切割(設計)，因制造和測量工作的限制，本文只能給出兩種典型結構的同軸連接器的電壓駐波比與頻率關系曲線，加以說明。見圖1(a)

30、和(b)所示。五、結論 介質(zhì)切割法的提出，對最佳切割(設計)各種寬頻帶同軸連接器的絕緣支撐，提高支撐段的截止頻率，拓寬射頻同軸連接器的工作頻率范圍，補償因設計和制造出現(xiàn)的阻抗不連續(xù)，提供了手段。切割方法可以采用模具壓制或機械切割。參考文獻1 陳肇揚、王新恩：“K型連接器的研制”連接器與開關1990首屆年會論文集2 北京七五O信箱：有關寬頻帶高溫及抗輻射射頻同軸連接器的研究3 孟祥剛譯：“新開發(fā)的10GHz(1.6/5.6mS)射頻同軸連接器”機電元件1990年第二期4 韋開河：“彎式射頻同軸連接器的補償方法”連接器與開關 1990年首屆年會論文集降低射頻連接器電壓駐波比的研究陳天化 蕢行方 陳

31、榴琴【摘要】 本文分析影響直式射頻連接器電壓駐波比的主要因素，提出設計寬頻帶低駐波比射頻連接器的基本原則、原理和計算方法，給出一些計算公式和試驗數(shù)據(jù)。一、引言射頻連接器是無線電電子設備和儀表中必不可少甚至是關鍵的電子元件。電壓駐波比是射頻連接器的一項極重要的電氣參數(shù)。隨著科學技術的進步，對射頻連接器電壓駐波比提出了越來越高的要求。許多連接器專家為此竭盡努力，取得了顯著的進展。到了七十年代中后期，射頻連接器的發(fā)展在國際上達到鼎盛時期，其主要標志是相繼研制出21mm、14mm、7mm和3.5mm精密同軸連接器和各種精密轉(zhuǎn)接器，工程用射頻連接器的電壓駐波比性能也有顯著提高，掃頻測量取代了點頻測量，并

32、且出現(xiàn)了時域測量技術。在國內(nèi)，隨著微波通信技術和測量方法的進步，分米波電視的發(fā)展，對連接器電壓駐波比的要求也越來越高，如要求研制工作在018GHz駐波比小于1.30的SMA連接器、018GHz駐波比小于1.40的連接器電纜組件、01GHz駐波比小于1.05的分米波連接器以及駐波比小于1.02的各種精密轉(zhuǎn)接器。研制工作到40GHz駐波比小于1.50的毫米波連接器也提到議事日程上，本研究的目的在于為研制寬頻帶低駐波比射頻連接器提供設計依據(jù)。二、影響射頻連接器駐波比的主要因素 反射系數(shù)主要與傳輸線的阻抗均勻性有關。簡單地說，在連接器內(nèi)，凡阻抗偏離標稱特性阻抗值的地方，都會引起反射。射頻連接器實質(zhì)上是

33、一段帶有連接機構、電纜夾緊裝置和其他裝置的非均勻同軸線。以直式連接器為例，與均勻同軸線相比，它有三處明顯的不均勻：絕緣支撐區(qū)域、導體尺寸過渡區(qū)域和連接器到電纜的結合部。在這些地方，都存在著導體直徑尺寸或?qū)w形狀的變化，因而出現(xiàn)了不連續(xù)電容，引起反射。還有一些引起反射的其他因素，例如導體連接間隙、導體直徑尺寸偏差、內(nèi)外導體偏心率、接觸件上的槽縫、介質(zhì)介電常數(shù)偏差和導體表面粗糙度等等。但上述三處卻是連接器內(nèi)部的三大反射源，只要把它們引起的反射降低到可以容許的程度，其他的就不難解決了。三、降低射頻連接器駐波比的途徑1. 最佳絕緣支撐的設計射頻連接器幾乎都有絕緣支撐，支撐的結構型式很多，最普遍采用的有

34、如圖1所示的兩種。由于支撐的介入，勢必發(fā)生導體直徑尺寸的階梯突變，破壞了傳輸線的均勻性。從理論分析可知1，同軸線導體直徑尺寸的突變，等效于在突變截面上并聯(lián)一個不連續(xù)電容，這個電容可按參考資料2提供的公式精確計算。為消除不連續(xù)電容引起的反射，必須采取補償措施，其方法有兩種：一種是高抗補償(圖1a)，另一種是共面補償(圖1b)。 (a) (b) 圖1 如何計算如圖1所示的導體直徑同時反向突變引起的不連續(xù)電容呢？國外資料曾經(jīng)報道過兩種不同的計算方法。第一種方法認為總不連續(xù)電容等于內(nèi)外導體突變的兩種最壞組合所形成的單臺階不連續(xù)電容之和3，即Cd=DCd1(1、1)+dC d2(1、2) (1)1= ,

35、 1= 2= , 2= 第二種方法假定，在導體突變區(qū)域的內(nèi)外導體之間存在著一個理想等位圓柱面，其直徑可按下式計算4： (2)總不連續(xù)電容等于由這個等位圓柱面和突變內(nèi)外導體分別組成的兩個單臺階突變所形成的不連續(xù)電容的串聯(lián)，即 Cd=D0 (3) 1= , 1= 2= , 2= 兩種計算方法得出截然不同的結果。圖2是以L27型連接器絕緣子為例計算出的曲線?？梢钥闯?，第一種結果表明總不連續(xù)電容隨外導體外削深度百分比而變化(曲線1)。當外導體外削深度為完全外削(內(nèi)導體無內(nèi)削)深度的20%左右時，總不連續(xù)電容最小。而第二種結果卻表明總不連續(xù)電容幾乎與外導體外削深度無關(曲線2)。根據(jù)自己的研究和試驗，我

36、們認為后一種計算方法比較合乎實際，與試驗結果頗接近。按此方法設計出的連接器大多能獲得滿意的結果，由此看來，設計絕緣支撐時，未必要遵循外導體外削深度應控制在完全外削深度的20%左右的原則。圖2可以用提高介質(zhì)區(qū)域特性阻抗即增大電感的方法來補償不連續(xù)電容。這種方法稱高抗補償。介質(zhì)區(qū)域的最佳阻抗值可按下式確定5： (4)式中=2f0，f0是設計中心頻率，=，是介質(zhì)相對介電常數(shù)，0是真空波長，是絕緣子寬度。Z1值可用逐次逼近法求得。顯然，當工作頻率偏離f0時，補償是不充分或過量的，因而將有殘余反射。僅當頻帶不寬或駐波比要求不很苛刻時才采用高抗補償方法。為了獲得寬頻帶低駐波比性能，應當采用圖1b所示的共面

37、補償絕緣子。共面補償方法是使介質(zhì)區(qū)域內(nèi)的阻抗等于標稱特性阻抗，通過去除介質(zhì)端面的部分介質(zhì)以提高電感來就地補償不連續(xù)電容。介質(zhì)凹槽深度可按下式計算： =18×1012× (5)式中是介質(zhì)凹槽區(qū)域的等效介電常數(shù)。必須指出，在計算總不連續(xù)電容時，必須考慮臨近效應的影響和頻率的變化而加以修正。2. 導體直徑尺寸過渡段的最佳設計在轉(zhuǎn)接器或電纜連接器中，由于接口尺寸的差別，也不可避免地存在著導體截面尺寸由小變大或由大變小的過渡。為了把過渡段不連續(xù)電容引起的反射減至最小，通常有三種過渡方式：直角過渡、錐形過渡和拋物線過渡。后兩種過渡方式由于加工復雜，精度難以保證而越來越少被采用。相反，由

38、于加工方便，精度容易控制，在現(xiàn)行的連接器(包括精密型)中幾乎都采用如圖3所示的直角過渡型式。這種過渡的原理是通過錯開內(nèi)外導體直徑突變的截面提高電感，補償電容，使電路呈中性。這也是高抗補償。圖3錯開距離a的數(shù)值如何精確計算？目前尚未查到嚴格推導的理論計算公式。人們普遍采用下列的經(jīng)驗公式： a=， 3時 (6)K=3.09(對于50空氣線)或3.04(對于75空氣線)。當25時， a (7)對于各種不同的過渡尺寸，K=3.09是否都是最佳值？適用頻率范圍達多少？這是本研究的又一重要內(nèi)容。利用高精度駐波電橋和精密終端負載，取D=7，改變D1和a，對五種不同過渡比的轉(zhuǎn)接器進行駐波比測試。盡管試驗是初步

39、的，但其結果頗能說明問題：(1) 取K=3.09，在FD14GHz·cm的范圍內(nèi)，駐波比可小于1.05。這個經(jīng)典結論無疑是正確的。(2) 對于不同的過渡比，K=3.09只是折衷值，未必都是最優(yōu)值。K即a的數(shù)值對駐波比影響是極為敏感的。(3) 當K的數(shù)值最優(yōu)時，對于同一給定的駐波比界限，可使工作頻率范圍大大拓寬，遠遠超過4GHz·cm。因此，必須通過精心試驗找出K的最優(yōu)值并對過渡尺寸a嚴格控制，才能試制出寬頻帶低駐波比的連接器或轉(zhuǎn)接器。3. 連接器與電纜結合部的設計考慮在連接器與電纜的結合部，通常也存在著導體直徑尺寸突變的情況。此外，對于配接廣播電視系統(tǒng)和微波工程中廣泛使用的

40、皺紋管電纜的連接器來說，還存在著導體形狀的變化問題，即由光滑導體變?yōu)槁菪驁A環(huán)皺紋管狀導體。這是這類連接器的特殊問題。如何計算皺紋管導體的有效直徑？通常有兩種算法，一種取算術平均值，另一種取幾何平均值。哪一種準確？本研究為此進行了一些試驗，結果表明，電纜皺紋管內(nèi)導體的等效外徑比其算術平均值大57%，而皺紋管外導體的等效內(nèi)徑比其算術平均值小23%。為了獲得最佳的駐波比性能，應使連接器和電纜的導體直徑尺寸盡量接近。對于不可避免的導體直徑突變，可按前述方法給予補償。傳輸線導體形狀由光滑變成皺紋時會不會引起附加的不連續(xù)電容？這個問題有待進一步研究。4. 內(nèi)導體連接間隙的控制在射頻連接器轉(zhuǎn)接器中，導體的

41、連接間隙是無法削除的。為不損壞連接器，降低成本，通常的設計是保證外導體連接間隙為0，允許內(nèi)導體上存在一個連接間隙。這個間隙會引起附加反射，其容許值取決于駐波比性能要求。理論分析計算和試驗結果表明6，對于L16型同軸連接器，0.5mm的內(nèi)導體連接間隙在10GHz時可能引起1.09的駐波比，在17GHz時可能引起1.15的駐波比。這是不容忽視的數(shù)值。可見為了在10GHz以上獲得低駐波比性能，必須嚴格控制連接器或轉(zhuǎn)接器的內(nèi)外導體軸向尺寸公差。5. 導體尺寸公差和介電常數(shù)偏差的影響導體尺寸公差和介質(zhì)相對介電常數(shù)的偏差都會引起連接器特性阻抗偏差。對于50空氣線： (8)對于50的介質(zhì)線， (9)以IF4

42、5型分米波連接器為例，設內(nèi)導體尺寸公差為±0.05，外導體尺寸公差為±0.1，=±0.1，則空氣段的阻抗偏差為±0.65，介質(zhì)段的阻抗偏差為±1.66，由此引起的電壓駐波比分別為1.013和1.033?？梢姡瑸榱双@得低駐波比，必須適當控制導體尺寸公差精度，尤其要注意介質(zhì)相對介電常數(shù)的設計值與實際值的良好吻合。四、設計寬頻帶低駐波比連接器的基本原則 設計寬頻帶低駐波比連接器必須遵循以下三個基本原則3： 1. 不要企求用提高或降低一段傳輸線的特性阻抗來補償導體直徑突變、導體槽縫或間隙等引起的不連續(xù)電容。為了獲得最佳的寬帶性能，通常應使連接器的每一長

43、度單元上盡可能保持一致的特性阻抗。2. 應首先使未被補償?shù)牟贿B續(xù)電容減至最小，然后，對于每一個不可避免的不連續(xù)電容采取單獨的共面或高抗補償，并通過分離試驗力求獲得最佳效果。3. 應通過結構設計或表面處理把機械公差、磨損和介質(zhì)材料對駐波比的影響減至最小。這三個原則有時會有矛盾，只能根據(jù)需要和可能折衷考慮。五、結束語研制低駐波比特別是精密型同軸連接器是一件很艱巨的工作，必須靈活應用原則，不斷進行科學試驗方能奏效。就駐波比研究本身來說，也還有大量的工作(包括測試方法的研究)可做。愿本文的發(fā)表能對這項工作起到促進作用。參考文獻1 同軸線中的不連續(xù)性 Proc IRE 32 No 11 P695709

44、19442 同軸線階梯電容的計算 IEEE Trans Vol MTT-15 No.1 P48-53 19673 研制精密同軸標準和元件的一些基本設計原則 IEEE Trans Vol MTT-14 No.1 1966.1分米波法蘭連接器結構設計的特點及分析李明德【摘要】 分米波法蘭連接器是廣泛應用在廣播電視發(fā)射機和差轉(zhuǎn)機上連接主饋、分饋電纜的重要電氣元件。它具有功率容量大、電壓駐波比低和連接方便可靠等特點。本文針對決定其性能優(yōu)劣的結構：界面、傳輸腔體、絕緣支撐、過渡、配接電纜和充氣密封等進行了分析，并指出了它的結構設計特點和設計方法?！娟P鍵詞】 分米波法蘭連接器 結構設計1 引言分米波蘭連接

45、器是區(qū)別于螺紋式連接、卡口式連接和推拉式連接機構的具有法蘭盤連接機構的射頻同軸連接器。早在六十年代，美國電子工業(yè)協(xié)會(EIA)就制訂了關于法蘭連接器與半空氣介質(zhì)同軸電纜的RS-258(50)系列標準。確定了其界面結構形式，通常稱為EIA法蘭連接器系列。到七十年代，國際電工委員會(IEC)制訂了IEC339-1、IEC339-2通用硬同軸傳輸線及其法蘭連接器總規(guī)范和詳細規(guī)范，作為國際通用標準在全世界推廣。其中不僅包括了EIA法蘭連接器系列的全部界面結構，而且在此基礎上擴展補充了新的界面結構內(nèi)容。分米波法蘭連接器是指主要用在分米波電視發(fā)射機、差轉(zhuǎn)機的天饋系統(tǒng)，連接主饋電纜或分纜電纜(通常是半空氣介

46、質(zhì)皺紋導體同軸電纜)的法蘭連接器，該連接器也常應用在微波通訊的高頻回路中。由于它的法蘭盤結構與硬同軸傳輸線用法蘭連接器的接口界面尺寸相同，因而亦可在分米波電視發(fā)射機、差轉(zhuǎn)機的饋線系統(tǒng)中作為軟硬饋線之間的轉(zhuǎn)接。根據(jù)分米波電視發(fā)射機、差轉(zhuǎn)機整機及其天饋系統(tǒng)的要求，分米波法蘭連接器必須具備功率容量大、電壓駐波比低，與半空氣介質(zhì)皺紋導體同軸電纜連接可靠且具有充氣密封結構等特點。不同功率等級的整機需要的法蘭連接器規(guī)格也不同。這些連接器與整機的使用功率等級、配接饋線的規(guī)格等對應關系如表1。表1使用功率等級1KW及以下13KW10KW30KW3060KW饋線規(guī)格名稱(SDY-50-20)1(SDY50-40

47、)3(SDY50-80)56法蘭連接器系列F22F40F80F125F155國外同類產(chǎn)品名稱1356 這些系列連接器在其結構設計上，如連接機構、界面、內(nèi)導體系統(tǒng)、傳輸腔體、絕緣支撐、過渡設計、充氣密封和電纜夾緊裝置等結構均具有獨自的特點，正是這些特點，奠定了其低電壓駐波比的基礎，滿足了分米波電視發(fā)射機、差轉(zhuǎn)機整機對連接器各項性能的要求。2 界面和連接機構分米波法蘭連接器的界面和連接法蘭盤的結構尺寸符合RS-258EIA標準和IEC339-2標準。其連接結構如圖1。1. 插孔 2. 法蘭盤 3. 定位銷 4. 雙向插針 5. 絕緣支撐 圖1 分米波法蘭連接器的界面和連接機構由圖1可見，該連接結構

48、是由一個雙向內(nèi)連接體和兩個外導體法蘭盤組成。它不分插頭還是插座。連接時，兩端為同一種法蘭連接器，中間由一個雙向內(nèi)連接體把兩端的插孔連接起來構成內(nèi)導體系統(tǒng)。雙向內(nèi)連接體是一個兩端為彈性插針中間裝有一絕緣支撐的組件。如圖1中4、5所示。一個法蘭連接器插上雙向內(nèi)連接體(又稱卡塞)可視為陽性插頭，拔去即可視為陰性插孔連接器。這種結構既滿足了連接方便可靠的要求，又達到較其它結構通用件多，整件零件少，節(jié)約材料降低生產(chǎn)成本的目的。雙向內(nèi)連接體既起到對內(nèi)導體系統(tǒng)連成一體的作用，同時也起到使兩連接器的外導體連成一體保證其同軸的作用。法蘭盤上設有定位銷釘，安裝時幫助迅速定位對接，又進一步保證兩連接器內(nèi)外導體的同軸

49、度。射頻同軸連接器的內(nèi)導體系統(tǒng)通常由插針和插孔組成，如圖2。通常在插孔上開兩槽或多槽形成彈性插孔。材料選用錫磷青銅或鈹青銅，插針為實體針狀。而分米波法蘭連接器組成內(nèi)導體系統(tǒng)的插針和插孔則與上相反，插孔不開槽，而插針設計成具有彈性結構的形式，開四槽或多槽，如圖1中1、4所示。這種結構仍保證了可靠的電接觸，而避免了因插孔開槽引起內(nèi)導體外徑的變化導致的特性阻抗的變化，從而降低了電壓駐波比(1)。這種界面和連接結構要求雙向內(nèi)連接體必須做完全對稱設計，并且和常規(guī)設計一樣要控制針孔配合間隙。 圖2 一般射頻連接器的內(nèi)導體系統(tǒng)3 傳輸腔體分米波法蘭連接器的傳輸腔體的結構如圖3所示。由圖3可見，該結構是一個除

50、絕緣支撐外全由空氣充滿的結構。為了固定絕緣支撐，設置了一個金屬襯套，襯套和外導體上開的孔是為了滿足充氣的需要。這種結構避免了引入其它介質(zhì)導致對特性阻抗的影響(2)。同時提供一個比較穩(wěn)定和準確的標稱阻抗段，作為整個連接器標稱特性阻抗的基礎，有利于降低電壓駐波比。 1. 外導體 2. 內(nèi)導體 3. 絕緣支撐 4. 襯套 5. 充氣孔圖3 傳輸腔體結構金屬襯套的設置，充當了外導體的一部分，其內(nèi)徑的選擇要有利于與配接電纜的過渡設計，既要起到固定絕緣支撐的作用，又要避免使傳輸腔體產(chǎn)生較大階躍?？傊欣诒３痔匦宰杩沟木鶆蛐院瓦B續(xù)性，這樣也就有利于降低電壓駐波比。襯套上的通氣孔，以滿足充氣要求為宜，不宜多和大。傳輸腔體處于界面和電纜夾緊裝置之間，內(nèi)導體系統(tǒng)前有雙向內(nèi)連接體的絕緣支撐，后有電纜對內(nèi)導體的支撐固定，因而再單設一個絕緣支撐則可滿足支撐內(nèi)導體的功能。絕緣支撐到界面之間空氣段的距離越接近外導體內(nèi)徑的兩倍越好。不宜引起高次模(3)。4 絕緣支撐和過渡設計分米波法蘭連接器的絕緣支撐(圖3中之3)結構設計通常采用共面補償?shù)慕Y構。對于共面補償結構具體尺寸的確定，其它文章多次給