一種新穎的SVPWM過調制方法(翻譯)

1、一種新穎的SVPWM逆變器過調制技術原文：A novel overmodulation technique for space-vector pwm inverters有問題請聯(lián)系：翻譯作者：buffalo3813 DFIG實驗室摘 要：本文提出了一種新的空間矢量脈寬調制（PWM ）逆變器過調制技術。根據(jù)調制指數(shù)（MI），過調制范圍被分成兩種模式 。在模式I ，參考角度是從對應MI的參考電壓的傅立葉級數(shù)展開式中取得的。在模式二中，保持角度也從相同的方式取得。從圖形上容易理解，該策略產(chǎn)生輸出電壓與MI是線性關系的，最大電壓為6拍階梯波的基波電壓。角度與MI的關系可查表或實時計算來分段線性化。此外

2、，分析了輸出電壓的諧波成分和總諧波失真系數(shù)THD。該方法被應用到感應電動機的V / f控制，實驗證明了從線性控制范圍到到6拍階梯波模式的平穩(wěn)過渡運行。關鍵詞：傅里葉級數(shù)，變頻器利用率，過調制，空間矢量PWM。1 介紹 三相電壓型脈寬調制 （PWM）逆變器已被廣泛地用于DC / AC功率 變換，因為它可以產(chǎn)生一個可變電壓，及 變頻電源。然而，它們需要一個死區(qū)時間 來避免橋臂短路，緩沖電路來抑制 開關尖峰。除了在這些輔助方面，PWM 逆變器還有一個重要的問題 ，它不能產(chǎn)生與6拍階梯波一樣大的電壓。也就是說，直流母線電壓不能被利用到最大。 為了提高正弦波PWM逆變器的電壓利用率，提出了另外一個方法，

3、在參考電壓中加入3次諧波，通過這種方法基波分量可以提高15.51。被廣泛使用的空間矢量PWM逆變器，電壓利用率可提高到0.906，并可調制到6拍階梯波2。另一方面，文獻【3】分析了不同的不連續(xù)的PWM策略，其中a相位的調制波形一個基本周期中有一段至少60度，最多120，其逆變器橋臂開關沒有發(fā)生動作，被鉗位在正/或負直流母線電壓。最近，有人表明，可以通過適當?shù)丶尤肓肆阈螂妷旱秸{制波形得到不連續(xù)的PWM方案和空間矢量PWM4。通過注入零序電壓，調制指數(shù)可以提高到0.906。另一方面，提出了一些離線PWM方法來優(yōu)化性能指標。使用這些策略，不僅任一特定的諧波分量可以被消除5和總諧波可以被最小化6，而且

4、還可以得到逆變器的最大利用率。然而，由于它們的瞬態(tài)響應是緩慢的，所以它們很難被應用于高性能的電動機驅動器。增加逆變器的利用率沒有引起極大的興趣，直到最近文獻【7】-【11】一些過調制方法被提出。Kerkman使用描述函數(shù)模擬變換器增益作為調制指數(shù)（MI）函數(shù)，加入到希望取得的基波電壓的補償調制系數(shù)從實際操作中近似取得。然而，近似逆變器模型給出了逆變器的非線性增益。在文獻8和9，這種非線性特性通過一個簡單的查找表抵消掉了。其結果是一個由PWM到6拍階梯波操作的線性輸入輸出電壓的傳遞函數(shù)。文獻【10】霍爾茨提出了在過調制范圍的PWM逆變器連續(xù)控制。在這個方案中，根據(jù)調制系數(shù)有兩種過調制模式。在模式

5、I，但是，基本電壓不能產(chǎn)生為恰好等于基準電壓，因為六邊形每個角附近的電壓增量對基波電壓貢獻不同于六邊形各邊的中心附近的電壓減量，因為它是在一個平均意義上處理。因此，在過調制模式1它給出了逆變器一定程度上的非線性傳輸特征。對于過調制模式2，沒有給出控制輸出電壓基波成分的足夠解釋。 文獻11提出了另一個數(shù)字連續(xù)控制的空間矢量PWM逆變器，文獻【10】中所述過調制兩種模式在單模式結合，其實施變得簡單，但在理論上逆變器的線性傳輸特性失去了和產(chǎn)生更高的諧波。本文提出了一種新型的空間矢量PWM過調制策略來產(chǎn)生精確的對應調制指數(shù)的基波電壓，其中所需要的輸出電壓的參考角度和保持角度基于傅里葉級數(shù)展開推導。其原

6、理在圖形上很容易理解。使用該方案，在整個過調制范圍可取得逆變器輸出電壓的線性控制。此外，對輸出電壓的諧波成分和總諧波失真（THD）進行了分析。當方案應用于異步電機驅動的V / f控制，實驗結果證明了在過調制范圍可以得到一個平滑的過渡操作。2 一種新穎的過調制策略在本節(jié)中，一個新穎的空間矢量PWM的過調制策略是從三相基準電壓的波形的傅里葉級數(shù)展開式而得到所需的基波電壓中得到的。簡單的分析，死區(qū)時間的影響忽略不計。用于PWM逆變器的調制指數(shù)在此定義為：（1）其中，V*是相電壓基準和Vdc為逆變器輸入直流側電壓。根據(jù)調制指數(shù)，PWM范圍被劃分成三個區(qū)域，如下所示。A. 線性調制（0=<MI&l

7、t;0.906) 首先，空間矢量調制的原理的簡要描述。空間電壓矢量涉及6有效矢量和兩個零矢量，如圖Fig.1所示。電壓參考矢量是由時間平均分到與其相鄰的兩條有效矢量和一個零矢量構成的即: (2)其中Ts是PWM的采樣周期 ，T1和T2是分別施加到V1和V2矢量中的時間間隔。T1和T2時間間隔，和零矢量時間間隔T0如下計算： (3) (4) (5)是參考電壓矢量的角度，如圖Fig.1所示調制系數(shù)低于MI=0.906，空間矢量調制產(chǎn)生正弦輸出電壓。MI=0.906時，輸出電壓軌跡沿著六邊形內切圓。MI大于0.906，逆變器的電壓波形失真，其幅度變得比基準電壓小。B.過調制1（0.906<MI

8、<=0.952) 操作過調制模式1時，為產(chǎn)生V *的所需基波電壓，經(jīng)補償?shù)碾妷夯鶞适噶縑c*而被升壓，Vc*的幅值處于內切圓和六邊形的外接圓兩個半徑之間。 Fig.2示出三個電壓矢量的旋轉軌跡在一個復平面（左部）和實際的參考電壓矢量Vr*的相電壓波形 （粗線）變換在時域（右部）12，這是由逆變器實際調制的。這里，r表示從補償電壓矢量軌跡與六邊形的邊的交點測量到的基準角度 。對于一個給定的參考電壓，相電壓波形被分成四個區(qū)段。每個段中的電壓方程表示為 (6) (7) (8) (9) ，w是基波參考電壓矢量的角速度。（6） - （9）在傅里葉級數(shù)里展開并考慮了它的基波組成部分，所得到的方程可以

9、表示為 (10)其中A，B，C和D分別表示各電壓函數(shù)的積分范圍如圖Fig.2所示。對（10）進行積分，可以取得關于r的值F(r)。F(r)表示基波成分的峰值 ，對應（1）的調制指數(shù)的定義為： (11)因此，MI和R之間的關系確定輸出電壓的線性度，其被繪制在圖Fig.3中的實線。 參考電壓矢量超過了六邊形的邊時，逆變器不能產(chǎn)生基準電壓一樣大的輸出電壓，因為最大輸出限制為六邊形的邊。然后，通過切換的時間間隔（3） - （5）被校正為13 （12） （13） （14）從圖Fig.2知，模式1上限值是當r= 0°，調制指數(shù)為0.952，這是從（10）和（11）可知的。當MI大于0.952，需

10、要另一個過調制算法。C.過調制2（0.952<MI<=1) 在模式I，在每個基本周期補償電壓矢量的角速度和實際參考電壓矢量的角速度是相同的和恒定的。在這種條件下，輸出電壓高于MI =0.952不能產(chǎn)生，因為沒有剩余區(qū)域進行電壓損失補償，即使調制指數(shù)增長高于此。在調制比范圍為0.952以上時，實際電壓參考矢量被保持在一個頂點為特定的時間，然后在其余部分開關周期沿著六邊形的邊移動。h控制該有效開關狀態(tài)保持在頂點的時間間隔的保持角度，它唯一地控制基波電壓。模式II的基本概念類似于文獻10，【10】它缺乏有關如何推導算法的清楚解釋。這里，像模式1一樣給出基于傅立葉級數(shù)展開式的詳細解釋。從圖

11、Fig.4，四個部分的電壓方程表示為 （15） （16） （17） （18）其中： （19） （20）如Fig. 5所示。其中，p為 （21）時實際的參考電壓矢量的相位角，p為 （22）時實際的參考電壓矢量的相位角 p和p如下取得。實際的參考電壓矢量以更高的速度從=0 /6旋轉，相比，基波電壓以固定速度從=0（/6-h）旋轉。等式（19）簡單地從用于這兩個向量的角位移成比例的關系導出 所以，實際的參考電壓矢量被保持在一個頂點，而基波連續(xù)地從旋轉。情況正好相反，實際的參考電壓矢量被保持在一個頂點，而基波連續(xù)地從旋轉。實際的參考電壓矢量在時開始旋轉，并且時與基波電壓對準。如此可類推和的情況，得出表

12、達式（20）。把（15）-（18）代進（10），其積分結果和（11）匹配，得到調制指數(shù)與保持角之間的關系，繪制在圖Fig.6中的實線。3 諧波分析 在第二節(jié)，取得的r和h給出了在全部的過調制范圍內逆變器的線性增益。這里使用傅立葉級數(shù)表達式。 模式1的f()由（6）-（9）給出,模式2的f(）由（15）-(18)給出。由（22）可以看出，輸出電壓的偶次諧波和3次諧波消除了。四個最低次諧波分量（第5，第7，第11，和第13次）對應MI表示在圖Fig.7。 對于特殊的MI，有些諧波成分沒有。通過快速傅立葉變換FFT，諧波頻譜顯示在圖Fig.8各諧波分量的幅值吻合（22）的結果?？傊C波失真（THD）定

13、義如下： （23）其中，Vr和V1分別是相電壓的諧波有效值和基波的有效值。圖Fig.9顯示出輸出電壓的THD隨著調制指數(shù)MI增加，尤其是在模式中，THD急劇惡化，在MI=1時其頂峰為0.311。文獻8和10的THD類似于該方法的。然而，由于電壓波形具有跳躍,文獻【11】的THD更高，如圖Fig.9所示。4 實驗與討論 為了證實該方案的有效性，用絕緣柵雙極晶體管（IGBT）PWM逆變器進行了異步電機驅動的V / f控制實驗。Fig.10示出了一個帶DSP基板的試驗系統(tǒng)。實際中，感應電機的V/F控制不需要這么高性能的DSP。此外，直流母線電壓的檢測是用于空間矢量調制和過電壓保護的，電流的測量只用于

14、監(jiān)視。逆變器開關頻率為3.5 kHz，直流母線電壓為287 V，這比設定在額定操作時低一點，以便清楚地表明過調制算法的效果。在實驗中使用的感應電動機的額定功率為3馬力，220伏和60赫茲。使用查表法存儲角度數(shù)據(jù)。以0.001的增量離線計算對應MI=0.907到1的r和h，并存儲到存儲器。如果期望的參考電壓是給定的，調制指數(shù)可由（1）計算出并從查找表中讀出對應的r或者h。在模式I的情況下，經(jīng)補償?shù)膮⒖茧妷菏噶康姆道没鶞式嵌萺很容易計算出并可以從這計算出開關時間。在模式II中，首先確定根據(jù)MI的保持角度h，然后實際的參考電壓矢量的相位角是通過考慮（19）和（20）關于確定的。最后，其幅值達到六

15、邊形的邊。圖Fig.11顯示出了對應不同的調制度MI的輸出電壓波形，為便于觀測，呈現(xiàn)了平均每個開關周期的電壓值。圖Fig.12的相電流對應Fig.1的相電壓. 隨著調制指數(shù)的增加，相電流越失真。圖Fig.13示出的電壓和電流為電動機的頻率變化的暫態(tài)響應 由于電壓調制的線性度得到了保證，電動機電流不是突然改變的，而是順滑改變。當直流母線電壓擾動發(fā)生時，逆變器往往工作在過調制范圍。圖Fig.14示出直流母線電壓下降10的情況下的瞬態(tài)響應。由于逆變器的輸入直流電壓減小時，調制指數(shù)被升壓，使輸出電壓的基波分量可以保持不變。在圖Fig.15類似Fig.14的情況，由于電流諧波轉矩脈動產(chǎn)生，但平均轉矩保持

16、恒定。由于轉矩脈動被電機慣性過濾，電動機的速度變化不大。 圖Fig.16示出了相電壓由數(shù)字示波器分析的FFT頻譜，其結果與圖Fig.8是一樣的。 如果硬件存儲器不能容許基準角r與保持角度h的查找表，它們可以近似分段線性化實時計算，如圖Fig.3和Fig.5中所示的虛線。然后，調制指數(shù)與輸出電壓的傳輸特性如圖Fig.17所示，從此可知其非線性在實際操作中是容許的。兩個過調制模式的分段線性化公式在附錄中給出。5 結 論通過一種新穎的過調制策略，在空間矢量調制中，逆變器輸出電壓的線性控制高達MI=1。該方法是基于參考電壓的傅里葉級數(shù)表達式，其中隱含地使用了電壓矢量復數(shù)域和相電壓的時域之間的圖形化變換

17、。在模式I的參考角度和在模式II的保持角度，是通過數(shù)值分析推導出作為調制指數(shù)的函數(shù)而取得。這些數(shù)據(jù)可以寫入查找表，或實時計算，而分段線性化。此外，分析了輸出電壓的每個高次諧波分量和總諧波失真THD。該策略的總諧波失真系數(shù)被證明是比其他方法低的。盡管存在直流母線電壓的干擾，通過提高調制指數(shù)逆變器輸出電壓的基波分量可以保持恒定。當該方法被應用到感應電動機的V / f控制，通過實驗結果證明了，從線性調制范圍到6拍階梯波的轉換過程中的平穩(wěn)操作。 可預期過調制算法是非常有效的在公用電壓或電池饋電逆變器系統(tǒng)的變頻PWM逆變器控制。附錄：r和h對應MI的分段線性化函數(shù)如下：A. Mode B. Mode 參

18、考文獻：1 G. Buja and G. Indri, “Improvement of pulse width modulation techniques,”Arch. fr Elektrotech., vol. 57, pp. 281289, 1975.2 H. W. van der Broek, H. C. Skudelny, and G. V. Stanke, “Analysis andrealization of PWM based on voltage space vectors,” IEEE Trans. Ind.Applicat., vol. 24, no. 1, pp. 142

19、150, 1988.3 J. W. Kolar, H. Ertl, and F. C. Zach, “Influence of the modulationmethod on the conduction and switching losses of a PWM convertersystem,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 27, no. 6, pp. 10641075,1991.4 V. Blasko, “A hybrid PWM strategy combining modified space vectorand triangle compari

20、son methods,” in IEEE PESC Conf. Rec., 1996, pp.18721878.5 H. S. Patel and R. G. Hoft, “Generalized techniques of harmonicelimination and voltage control in thyristor inverters: Part IHarmonicelimination,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 9, pp. 310317, May/June1973.6 G. S. Buja, “Optimum output wav

21、eforms in PWM inverters,” IEEETrans. Ind. Applicat., vol. 16, no. 6, pp. 830836, 1980.7 R. J. Kerkman, B. J. Seibel, D. M. Brod, T. M. Rowan, and D. Leggate,“A simplified inverter model for on-line control and simulation,” IEEETrans. Ind. Applicat., vol. 27, no. 3, pp. 567573, 1991.8 R. J. Kerkman,

22、T. M. Rowan, D. Leggate, and B. J. Seibel, “Controlof PWM voltage inverters in the pulse dropping region,” IEEE Trans.Power Electron., vol. 10, no. 5, pp. 559565, 1995.9 R. J. Kerkman, D. Leggate, B. J. Seibel, and T. M. Rowan, “Operationof PWM voltage source-inverters in the overmodulation region,” IEEETrans. Ind. Electron., vol. 43, no. 1, pp. 132141, 1996.10 J. Holtz, W. Lotzkat, and A. M. Khambadkone, “On continuous controlof PWM inverters in the overmodulation range including the six-stepmode,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 8, no. 4, pp. 546553, 1993.11 S. Bolognani and