單相有源功率因數(shù)校正技術的發(fā)展

1、單相有源功率因數(shù)校正技術的發(fā)展The Development of Single-Phone,Active Power-Factor-correction Technique汪晶慧 林維明 鄒劍華（福州大學電氣工程與自動化學院，福州 350002）摘要：本文對現(xiàn)有的功率因數(shù)校正技術進行了分析和總結。通過軟開關技術以及新型高性能的電路拓撲設計，分析了提高AC-DC變換器的轉換效率的技術。提出了無橋PFC電路是高性能功率因數(shù)校正電路研究的方向。Abstract: A reviews of update power-factor-correction techniques is presented.

2、 The techniqueswith which to increase AC-DC conversion efficiencies are discussed by soft-switching and new high performance circuit topology designs.1概述大部分用電設備中，其工作電壓直接取自交流電網(wǎng)。所以電網(wǎng)中會有許多電力電子裝置、電磁設備和電子設備等非線性負載，使電網(wǎng)產(chǎn)生諧波電壓和電流。而許多沒有采取功率因數(shù)校正技術的AC-DC整流電路，輸入電流波形呈尖脈沖狀。因此，交流網(wǎng)側功率因數(shù)只有0.50.7，電流的總諧波畸變（THD）很大，可超過10

3、0%（功率因數(shù)為0.999時，THD約為3%）。為了防止電網(wǎng)的諧波污染，或限制電子設備向電網(wǎng)發(fā)射諧波電流，國際上已經(jīng)制定了許多電磁兼容標準，有IEEE519、IEC1000-3-2等1。因此，提高功率因數(shù)，減少諧波的含量也就是功率因數(shù)校正（PFC）成為開關電源領域中非常重要的研究方向。PFC根據(jù)相數(shù)的不同可以分為單相功率因數(shù)校正電路和三相功率因數(shù)校正電路。本文對單相功率因數(shù)校正電路的發(fā)展和現(xiàn)狀作了簡單的敘述，主要對中大功率場合和低壓輸入的功率因數(shù)校正電路進行分析和比較，并且展望了PFC技術的發(fā)展方向。2 功率因數(shù)校正的現(xiàn)狀功率因數(shù)的校正主要有兩種方法：無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正。無源功

4、率因數(shù)校正利用線性電感器和電容器組成濾波器來提高功率因數(shù)、降低諧波分量。這種方法簡單、經(jīng)濟，在小功率中可以取得好的效果。但是，在較大功率的供電電源中，大量的能量必須被這種濾波器儲存和管理，因此需要大電感器和電容器，這樣體積和重量就比較大也不太經(jīng)濟，而且功率因數(shù)的提高和諧波的抑制也不能達到理想的效果2。有源功率因數(shù)校正是使用所謂的有源電流控制功率因數(shù)的校正方法，可以迫使輸入電流跟隨供電的正弦電壓變化3。這種功率因數(shù)校正有體積小、重量輕、功率因數(shù)可接近1等優(yōu)點。本文主要針對有源功率因數(shù)校正進行論述。*福州大學科技發(fā)展基金項目（項目號：XY-3-2）有源功率因數(shù)校正電路（APFC）又分為雙級APFC

5、和單級APFC。單級功率因數(shù)校正電路將PFC預調節(jié)電路與DC-DC后調節(jié)電路集成為一次能量處理，同時實現(xiàn)輸入電流整形和輸出電壓快速調節(jié)，具有結構簡單、成本低、變換效率較高等優(yōu)點。但是輸入電流不能取得理想正弦，且只適用于小功率場合4。單級功率因數(shù)校正電路還存在一個非常嚴重的問題，其儲能電容電壓不可控，會隨著輸入電壓和負載的變化而變化。如何降低儲能電容電壓是單級功率因數(shù)校正電路的一個研究熱點。雙級功率因數(shù)校正中的PFC電路經(jīng)過多年的研究，相對來說比較成熟，是比較常用的方式。它由兩個相互獨立的變換器分別實現(xiàn)輸入電流的整形和輸出電壓的快速調節(jié)，前級PFC功率因數(shù)校正電路通常采用（非隔離）boost、b

6、uck/boost和（隔離）Flyback變換器。電流連續(xù)（CCM）Boost電路由于電路拓撲的優(yōu)勢成為最常用的PFC電路。把諸如軟開關技術等新技術應用于中大功率PFC電路中，是提高PFC轉換效率、抑制諧波分量和EMI問題，提高PFC性能指標的一個發(fā)展方向。3 軟開關功率因數(shù)校正電路圖1 boost電路近年來國內外對功率因數(shù)校正的研究在于如何改善中大功率boost電路的性能，主要集中在如何減少boost電路中的二極管的反向恢復損耗和MOSFET的開通損耗，從而提高轉換效率和減少EMI（電磁干擾）。圖2 boost電路關鍵電流、電壓波形圖由于boost電路是升壓電路，輸出電壓總是比輸入電壓大，如

7、果輸入電壓是90265V則輸出為380400V。在高頻電力電子PFC電路中，功率二極管用快恢復二極管，而快恢復二極管的一個重要參數(shù)是反向恢復特性。換句話說，快恢復二極管在正偏時流過電流，反偏時則需要加載一段時間的反偏電壓才能恢復反向截止功能。在這段時間內，二極管流過反向恢復電流。圖1是boost變換器電路圖，圖2是boost電路關鍵電壓電流波形圖。在圖2中，VDS和is是開關管上的電壓和電流，iD是二極管上的電流，IIN是流過電感上的電流，iRR是反向恢復電流，IO是輸出電流。從圖中我們可以看到，反向恢復電流IRR對變換器的性能有不利的影響。首先，在開關S開通期間，由于iRR的存在，使得開關S

8、的開通損耗和快恢復二極管的關斷損耗增加了；其次，開關管S開通瞬間的電流iSIINiRR，所以，iRR的存在使得開關管S的電流應力增加了；最后，iRR的存在還將影響電路的電磁兼容（EMC）性能。如果boost電路工作在電流斷續(xù)模式（DCM）或者電流臨界模式（BCM）下，則可以完全消除快恢復二極管的反向恢復電流。事實上，在DCM模式下，快恢復二極管實現(xiàn)了零電流關斷。也就是說，在二極管關斷之前電感電流已經(jīng)減少至零了。但是，DCM boost PFC電路最大的缺點是電感電流有非常大的紋波，這將增加開關管和二極管的電流應力，同時將增大輸入端濾波器的大小。所以，單相DCM boost變換器適用于小功率裝置

9、，一般小于300W。一個解決方案是用兩個或更多個boost變換器的并聯(lián)，每個變換器都工作在DCM或BCM下，每個變換器的開關有個相位移，如此將明顯的減小電感電流的紋波，使其在保持零電流關斷的優(yōu)點下能夠工作在更高功率的場合5。為了減少CCM boost變換器的反向恢復損耗和MOSFET的開通損耗，要求boost變換器的開關實現(xiàn)“軟”開通和“軟”關斷。相應地出現(xiàn)了許多軟開關boost變換器的理論。具有代表性的有兩種技術：無源緩沖技術和有源緩沖技術。無源緩沖技術是利用無源器件電阻R、電感L和電容C等來實現(xiàn)“軟”開關。這種緩沖技術電路簡單，但是卻提高了半導體器件的電流或電壓應力，這就意味著要使用更高級

10、、更昂貴的器件。有源緩沖技術利用有源器件實現(xiàn)零電壓開關（ZVS）和零電流開關（ZCS）。國內外學者在這方面作了大量的研究，也出現(xiàn)了許多電路結構。圖3 緩沖電感LS與 開關管S串聯(lián)圖4 緩沖電感LS與 二極管D串聯(lián)因為快恢復二極管的反向恢復損耗與反向恢復電荷成正比，而減小二極管關斷時電流下降的速率可以減少反向恢復電荷，從而可以減少反向恢復損耗。為了減小這個速率，通常的軟開關boost變換器在原電路里增加一個緩沖電感，這個電感可以與開關管S或二極管D串聯(lián)，見圖3和圖4。也可以并聯(lián)在開關管S的兩端，見圖6。圖3中，當開關管S開通時，iD開始減小，由于緩沖電感的存在，iLSIINiD，輸出電壓VO和緩

11、沖電感LS以及二極管D構成回路，則有：。也就是說，二極管的電流的下降速率限制在VO/LS。見圖5。圖5所示的波形是開關管和二極管上的電流波形，從圖中可以看出，緩沖電感的加入使得二極管的電流的下降速率得以限制，從而可以減少反向恢復損耗。圖4所示的電路圖的原理也一樣。圖3和圖4只畫出軟開關boost電路的一部分，其余電路有各種各樣的拓撲結構，其中包括開關管關斷時為緩沖電感電流提供的通道。在文獻6789里可以看到不同的拓撲都有一緩沖電感與開關管或者二極管串聯(lián)。圖6 緩沖電感LS與 開關管S并聯(lián)圖5 緩沖電感與開關管或二極管串聯(lián)軟開關boost電路的關鍵電壓電流波形圖7 緩沖電感與開關管并聯(lián)的關鍵電壓

12、電流波形圖在圖6中，緩沖電感LS與開關管S并聯(lián)，在S開通以前輔助開關S1先開通，二極管電流的下降速率也控制在VO/LS。如果對S1的開通時間進行合理的設計，還能使開關管實現(xiàn)零電壓開通，見圖7所示的波形圖。當然，圖6也不是完整的軟開關boost電路。圖3、圖4和圖6電路的主要區(qū)別在于半導體器件的電流和電壓應力101112。在圖3、圖4中，由于緩沖電感LS串聯(lián)進電路，它的感應電壓使得二極管D和開關管S有更高的電壓應力，而圖6中的半導體器件則不會因為LS的加入而增加了電壓應力。但是圖6中的輔助開關S1的關斷是“硬”關斷，合理的設計可以使這個硬開關變成軟開關，實現(xiàn)零電流關斷。在緩沖電感與輔助開關S1之

13、間串接一變壓器可以解決這個問題，從而可以近一步提高變換效率13。在理論研究方面，軟開關boost PFC變換器有眾多的拓撲結構，人們需要將不同的電路拓撲進行整理分類，以獲得更清晰的認識。能否采用一種通用的模型將紛繁多樣的拓撲結構統(tǒng)一起來將是下一步的研究目標。4 無橋PFC電路 低壓輸入BOOST和軟開關boost變換器的主要損耗是半導體器件的導通損耗，功率電路工作電流流經(jīng)的功率半導體器件數(shù)目是一個關鍵參數(shù)。最近的研究焦點是如何改進電路拓撲，減少工作電流回路上的功率半導體器件數(shù)目，使這個損耗減小，從而進一步提高轉換效率。先進的SiC肖特基二極管的開發(fā)和利用，使得功率因數(shù)校正變換器的導通損耗得到了

14、很大的改善，SiC肖特基二極管完全無反向恢復損耗，所以無需吸收電路，從而可以簡化電路拓撲。然而，隨著頻率的提高，使用SiC肖特基二極管的boost電路仍需要增加額外的軟開關。此外，SiC肖特基二極管技術還未成熟以及相對Si快恢復二極管來說更高的價格，使得SiC肖特基二極管得到廣泛使用還需要很長的一段時間14。 上世紀80年代初出現(xiàn)了一種無橋PFC電路15，其特點是用單個的變換器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的一個由四個二極管組成的前級整流橋boostPFC電路，來完成ACDC和PFC兩個任務。這個電路實際上是一個雙boost電路。見圖8。圖8 無橋PFC電路 無橋PFC電路的一種工作模式是開關管S1和S2同時開通和

15、關斷。在電壓源的正半波，S1導通時，電源通過S1和S2的寄生二極管對電感LB充電，S1關斷時，電感通過D1、RL和S2的寄生二極管放電，這是一boost電路。在電源的負半波， S2導通時，電源通過S2和S1的寄生二極管對電感LB充電，S2關斷，電感通過D2、RL和S1的寄生二極管放電，這是另一boost電路。另一種工作模式是：在電源的正半波，S1高頻工作，S2直通。電感，S1，D1和負載構成一個boost電路。在電源的負半波則反過來，S2高頻工作，S1直通。S2，D2和負載構成另一個boost電路。第二種工作模式可以減少一個開關管的開，關損耗，但是控制會較復雜。第二種工作模式控制相對來說要簡單

16、一點?？梢钥闯鲞@個電路每次工作都只經(jīng)過兩個半導體器件，而boost PFC電路每次工作都經(jīng)過三個半導體器件。所以這個電路通過導通時半導體數(shù)目的減少從而減少電路的導通損耗。如果在此電路拓撲的基礎上增加軟開關，使得開關管實現(xiàn)ZVS和ZCS，將會進一步減少變換器的損耗，從而增加變換效率。文獻16中的電路拓撲里的軟開關不僅實現(xiàn)了主開關的“軟”，也實現(xiàn)了輔助開關的“軟”。這個無橋電路雖然電路簡單，但是開關管直接與交流側電源連接，這樣首先使得控制電路相對boost PFC電路來說卻更為復雜?？刂齐娐沸枰c主電路隔離，電流就不能直接取樣，一般加一電流互感器17。其次，開關管直接與交流測電源連接使得共模噪聲增

17、加了，從而使得電路的EMI增加了。如果在價格合理的情況下能夠解決這個電路電磁兼容的問題，那么無橋PFC電路的應用范圍將更為廣泛。5.結論 為了得到高性能的PFC變換器，需要減少二極管的反向恢復損耗，因此出現(xiàn)了許多帶有軟開關的boost電路拓撲。這些拓撲不僅能實現(xiàn)主電路開關的ZVS和ZCS，有些拓撲還能實現(xiàn)輔助開關的“軟”開關。如果以SiC二極管代替快恢復二極管將會使PFC電路簡化，并且能夠在開關效率最小的情況下大大的提高開關頻率。無橋PFC電路的應用將得到更高性能的PFC電路。 隨著數(shù)字技術的發(fā)展，數(shù)字信號處理器（DSP）的性能越來越高，價格越來越便宜，許多研究機構和公司開始研究數(shù)字控制的PF

18、C變換器。因為數(shù)字控制可以實現(xiàn)一些新穎的復雜的非線性控制算法，例如模糊控制、適應性控制等。將數(shù)字控制的引入功率因數(shù)校正電路是另一研究熱點。 使用SiC二極管和DSP控制的無橋PFC電路的研究方向將會成為下一階段高性能功率因數(shù)校正電路的主要研究方向。 參考文獻：1.陳道煉著。DCAC逆變技術及其應用。北京：機械工業(yè)出版社，2005.2.周志敏，周紀海，紀愛法等。開關電源功率因數(shù)校正電路設計與應用。北京：人民郵電出版社，2005.3.Keith Billings著，張占松，汪仁煌，謝麗萍譯。開關電源手冊。北京：人民郵電出版社，2006.4.王紀周著。單級功率因數(shù)校正的研究。浙江大學碩士學位論文。2

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