運動控制系統(tǒng)5

1、VM調速系統(tǒng)的固有缺點：調速系統(tǒng)的固有缺點：1 存在電流諧波分量，因而在深調速時轉矩脈動大，限制了調速范圍；n深調速時功率因數低，限制了調速范圍；2要克服上述困難，需要加大平波電抗器，但電感增大又限制了系統(tǒng)的快速性。直流斬波器或脈寬調制變換器直流斬波器或脈寬調制變換器 在干線鐵道電力機車、工礦電力機車、城市有軌和無軌電車和地鐵電機車等電力牽引設備上，常采用直流串勵或復勵電動機，由恒壓直流電網供電，過去用切換電樞回路電阻來控制電機的起動、制動和調速，在電阻中耗電很大。a）原理圖b）電壓波形圖tOuUsUdTton 1. 直流斬波器的基本結構直流斬波器-電動機系統(tǒng)的原理圖和電壓波形 +MUsLVD

2、M+-強迫關斷電路VT 2. 斬波器的基本控制原理 在原理圖中，VT 表示電力電子開關器件，VD 表示續(xù)流二極管。當VT 導通時，直流電源電壓 Us 加到電動機上；當VT 關斷時，直流電源與電機脫開，電動機電樞經 VD 續(xù)流，兩端電壓接近于零。如此反復，電樞端電壓波形如上圖，好像是電源電壓Us在ton 時間內被接上，又在 T ton 時間內被斬斷，故稱“斬波”。這樣，電動機得到的平均電壓為 3. 輸出電壓計算ssondUUTtU式中 T 晶閘管的開關周期； ton 開通時間； 占空比， = ton / T = ton f ,其中 f 為開關頻率。 為了節(jié)能并實行無觸點控制，現在多用電力電子開關

3、器件，如快速晶閘管、GTO、IGBT等。 采用簡單的單管控制時，稱作直流斬波器，后來逐漸發(fā)展成采用各種脈沖寬度調制開關的電路，脈寬調制變換器（PWM-Pulse Width Modulation）。 4. 斬波電路三種控制方式n根據對輸出電壓平均值進行調制的方式不同而劃分，有三種控制方式：nT 不變，變 ton 脈沖寬度調制（PWM）；nton不變，變 T 脈沖頻率調制（PFM）；nton和 T 都可調，改變占空比混合型。 PWM系統(tǒng)的優(yōu)點（1）主電路線路簡單，需用的功率器件少。（2）開關頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少， 電機損耗及發(fā)熱都較小。（3）低速性能好，穩(wěn)速精度高，調速范圍寬， 可達1:

4、10000左右。（4）若與快速響應的電機配合，則系統(tǒng)頻帶 寬，動態(tài)響應快，動態(tài)抗擾能力強。PWM系統(tǒng)的優(yōu)點（續(xù)）（5）功率開關器件工作在開關狀態(tài)，導通 損耗小，當開關頻率適當時，開關損 耗也不大，因而裝置效率較高。（6）直流電源采用不控整流時，電網功率 因數比相控整流器高。小小 結結 三種可控直流電源，V-M系統(tǒng)在20世紀6070年代得到廣泛應用，目前主要用于大容量系統(tǒng)。 直流PWM調速系統(tǒng)作為一種新技術，發(fā)展迅速，應用日益廣泛，特別在中、小容量的系統(tǒng)中，已取代V-M系統(tǒng)成為主要的直流調速方式。直流脈寬調速系統(tǒng)直流脈寬調速系統(tǒng) 自從全控型電力電子器件問世以后，就出現了采用脈沖寬度調制（PWM）

5、的高頻開關控制方式形成的脈寬調制變換器-直流電動機調速系統(tǒng)，簡稱直流脈寬調速系統(tǒng)，即直流PWM調速系統(tǒng)。本章提要本章提要nPWM變換器的工作狀態(tài)和波形n直流PWM調速系統(tǒng)的機械特性nPWM控制與變換器的數學模型n控制電路4.1 PWM變換器的工作狀態(tài)和電壓、變換器的工作狀態(tài)和電壓、 電流波形電流波形 PWM變換器的作用是：用PWM調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調節(jié)電機轉速。 PWM變換器電路有多種形式，主要分為不可逆與可逆兩大類，下面分別闡述其工作原理。1. 不可逆PWM變換器（1）簡單的不可逆）簡單的不可逆PWM變換

6、器變換器 簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統(tǒng)主電路原理圖如圖1-16所示，功率開關器件可以是任意一種全控型開關器件，這樣的電路又稱直流降壓斬波器。 簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統(tǒng) VDUs+UgCVTidM+_Ea）主電路原理圖 M 主電路結構21UdOtUg圖中： Us直流電源電壓 C 濾波電容器 M 直流電動機 VD 續(xù)流二極管VT 功率開關器件 VT 的柵極由脈寬可調的脈沖電壓系列Ug驅動。工作狀態(tài)與波形在一個開關周期內，n當0 t ton時，Ug為正，VT導通，電源電壓通過VT加到電動機電樞兩端；n當ton t T 時， Ug為負，VT關斷，電樞失去電源，經VD續(xù)流。U

7、, iUdEidUsttonT0電壓和電流波形O電機兩端得到的平均電壓為(1-17)式中 = ton / T 為 PWM 波形的占空比， ssondUUTtU輸出電壓方程 改變 （ 0 1 ）即可調節(jié)電機的轉速，若令 = Ud / Us為PWM電壓系數，則在不可逆PWM 變換器中 = (1-18)（2）有制動的不可逆PWM變換器電路 在簡單的不可逆電路中電流不能反向，因而沒有制動能力，只能作單象限運行。需要制動時，必須為反向電流提供通路，如下圖所示的雙管交替開關電路。當VT1 導通時，流過正向電流 + id ，VT2 導通時，流過 id 。應注意，這個電路還是不可逆的，只能工作在第一、二象限，

8、因為平均電壓 Ud 并沒有改變極性。有制動電流通路的不可逆PWM變換器 主電路結構M+VD2Ug2Ug1VT2VT1VD1E4123CUs+MVT2Ug2VT1Ug1 工作狀態(tài)與波形n一般電動狀態(tài) 在一般電動狀態(tài)中，始終為正值（其正方向示于圖中）。設ton為VT1的導通時間，則一個工作周期有兩個工作階段：n在0 t ton期間， Ug1為正，VT1導通， Ug2為負，VT2關斷。此時，電源電壓Us加到電樞兩端，電流 id 沿圖中的回路1流通。一般電動狀態(tài)（續(xù)）n在 ton t T 期間， Ug1和Ug2都改變極性，VT1關斷，但VT2卻不能立即導通，因為id沿回路2經二極管VD2續(xù)流，在VD2

9、兩端產生的壓降給VT2施加反壓，使它失去導通的可能。 因此，實際上是由VT1和VD2交替導通，雖然電路中多了一個功率開關器件，但并沒有被用上。U, iUdEidUsttonT0On輸出波形： 一般電動狀態(tài)的電壓、電流波形與簡單的不可逆電路波形（圖1-17b）完全一樣。一般電動狀態(tài)的電壓、電流波形工作狀態(tài)與波形（續(xù)）n制動狀態(tài) 在制動狀態(tài)中， id為負值，VT2就發(fā)揮作用了。這種情況發(fā)生在電動運行過程中需要降速的時候。這時，先減小控制電壓，使 Ug1 的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使平均電樞電壓Ud降低。但是，由于機電慣性，轉速和反電動勢E還來不及變化，因而造成 E Ud 的局面，很快使電流id

10、反向，VD2截止， VT2開始導通。 制動狀態(tài)的一個周期分為兩個工作階段：n在 0 t ton 期間，VT2 關斷，id 沿回路 4 經 VD1 續(xù)流，向電源回饋制動，與此同時， VD1 兩端壓降鉗住 VT1 使它不能導通。n在 ton t T期間， Ug2 變正，于是VT2導通，反向電流 id 沿回路 3 流通，產生能耗制動作用。 因此，在制動狀態(tài)中， VT2和VD1輪流導通，而VT1始終是關斷的，此時的電壓和電流波形示于圖1-17c。 U, iUdE-idUsttonT04444333VT2VT2VT2VD1VD1VD1VD1tUgOn 輸出波形制動狀態(tài)的電壓電流波形O工作狀態(tài)與波形（續(xù)）

11、n輕載電動狀態(tài) 有一種特殊情況，即輕載電動狀態(tài)，這時平均電流較小，以致在關斷后經續(xù)流時，還沒有到達周期 T ，電流已經衰減到零，此時，因而兩端電壓也降為零，便提前導通了，使電流方向變動，產生局部時間的制動作用。 輕載電動狀態(tài)，一個周期分成四個階段：n第1階段，VD1續(xù)流，電流 id 沿回路4流通n第2階段，VT1導通，電流 id 沿回路1流通n第3階段，VD2續(xù)流，電流 id 沿回路2流通n第4階段，VT2導通，電流 id 沿回路3流通 在1、4階段，電動機流過負方向電流，電機工作在制動狀態(tài)； 在2、3階段，電動機流過正方向電流，電機工作在電動狀態(tài)。 因此，在輕載時，電流可在正負方向之間脈動，

12、平均電流等于負載電流，其輸出波形見圖。n 輸出波形輕載電動狀態(tài)的電流波形4123TtonU, iUdEidUsttonT041 23OidtOt4t2小小 結結0 ton ton T 期間 工作狀態(tài) 0 t4 t4 ton ton t2 t2 T 一般電動 狀態(tài) 導通器件 電流回路 電流方向 VT1 1 + VD2 2 + 制動狀態(tài) 導通器件 電流回路 電流方向 VD1 4 VT2 3 輕載電動 狀態(tài) 導通器件 電流回路 電流方向 VD1 4 VT1 1 + VD2 2 + VT2 3 表二象限不可逆PWM變換器在不同工作狀態(tài)下的 導通器件和電流回路與方向2. 橋式可逆PWM變換器 可逆PWM

13、變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路，如下圖所示。 這時，電動機M兩端電壓的極性隨開關器件柵極驅動電壓極性的變化而改變，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，這里只著重分析最常用的雙極式控制的可逆PWM變換器。+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2VT1VT2VT4VT3132AB4MVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4橋式可逆PWM變換器n H形主電路結構n 雙極式控制方式（1）正向運行n第1階段，在 0 t ton 期間， Ug1 、 Ug4為正， VT1 、 VT4導通， Ug2 、 Ug3為負，VT2 、 VT3截止，電流 i

14、d 沿回路1流通，電動機M兩端電壓UAB = +Us ；n第2階段，在ton t T期間， Ug1 、 Ug4為負， VT1 、 VT4截止， VD2 、 VD3續(xù)流， 并鉗位使VT2 、 VT3保持截止，電流 id 沿回路2流通，電動機M兩端電壓UAB = Us ；n 雙極式控制方式（續(xù)） 由于電機電壓UAB的正負變化，電流發(fā)生變化。電機負載重的情況下，平均負載電流較大，在續(xù)流階段仍為正值。但是在負載較輕的情況下，平均電流小，在續(xù)流階段衰減到零，則VT2、VT3導通，電樞電流反向，沿回路3流通。電機處于制動狀態(tài)。 同樣在ton t T 周期內，負載較輕時，電流也發(fā)生一次倒向。n 雙極式控制方

15、式（續(xù)）（2）反向運行n第1階段，在 0 t ton 期間， Ug2 、 Ug3為負，VT2 、 VT3截止， VD1 、 VD4 續(xù)流，并鉗位使 VT1 、 VT4截止，電流 id 沿回路4流通，電動機M兩端電壓UAB = +Us ；n第2階段，在ton t T 期間， Ug2 、 Ug3 為正， VT2 、 VT3導通， Ug1 、 Ug4為負，使VT1 、 VT4保持截止，電流 id 沿回路3流通，電動機M兩端電壓UAB = Us ；n 輸出波形U, iUdEid+UsttonT0-UsO(1) 正向電動運行波形U, iUdEid+UsttonT0-UsO(2) 反向電動運行波形n 輸出

16、平均電壓雙極式控制可逆PWM變換器的輸出平均電壓為 如果占空比和電壓系數的定義與不可逆變換器中相同，則在雙極式控制的可逆變換器中 = 2 1 注意：這里 的計算公式與不可逆變換器中的公式就不一樣了。sonsonsond) 12(UTtUTtTUTtUn 調速范圍 調速時， 的可調范圍為01， 1 0.5時， 為正，電機正轉n當 0.5時， 為負，電機反轉n當 = 0.5時， = 0 ，電機停止注注 意意 當電機停止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈寬相等的交變脈沖電壓，因而電流也是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產生平均轉矩，徒然增大電機的損耗，這是雙極式控制的缺點。但它也有好處，在電機停止

17、時仍有高頻微振電流，從而消除了正、反向時的靜摩擦死區(qū)，起著所謂“動力潤滑”的作用。n 性能評價 雙極式控制的橋式可逆PWM變換器有下列優(yōu)點： 1）電流一定連續(xù)。 2）可使電機在四象限運行。 3）電機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區(qū)。 4）低速平穩(wěn)性好，系統(tǒng)的調速范圍可達1:20000 左右。 5）低速時，每個開關器件的驅動脈沖仍較寬， 有利于保證器件的可靠導通。 n 性能評價（續(xù)） 雙極式控制方式的不足之處是： 在工作過程中，4個開關器件可能都處于開關狀態(tài)，開關損耗大，而且在切換時可能發(fā)生上、下橋臂直通的事故，為了防止直通，在上、下橋臂的驅動脈沖之間，應設置邏輯延時。4.2 直流脈寬調速系統(tǒng)

18、的機械特性直流脈寬調速系統(tǒng)的機械特性 由于采用脈寬調制，嚴格地說，即使在穩(wěn)態(tài)情況下，脈寬調速系統(tǒng)的轉矩和轉速也都是脈動的，所謂穩(wěn)態(tài)，是指電機的平均電磁轉矩與負載轉矩相平衡的狀態(tài)，機械特性是平均轉速平均轉速與平均轉矩平均轉矩（電流）的關系。 采用不同形式的PWM變換器，系統(tǒng)的機械特性也不一樣。對于帶制動電流通路的不可逆電路和雙極式控制的可逆電路，電流的方向是可逆的，無論是重載還是輕載，電流波形都是連續(xù)的，因而機械特性關系式比較簡單，現在就分析這種情況。 對于帶制動電流通路的不可逆電路，電壓平衡方程式分兩個階段 式中的R、L 分別為電樞電路的電阻和電感。 n 帶制動的不可逆電路電壓方程EtiLRi

19、Udddd s（0 t ton）EtiLRidd0dd（ton t T） 對于雙極式控制的可逆電路，只在第二個方程中電源電壓由 0 改為 Us ，其他均不變。于是，電壓方程為EtiLRiUdddds( 0 t ton )n 雙極式可逆電路電壓方程EtiLRiUdddds(ton t 0時，+Uc的作用和-Ub相減（即與Usa相加），則在運算放大器輸入端三個信號合成電壓為正的寬度增大，經運算放大器倒相后，輸出脈沖電壓Upw的正半波變窄，見圖4-10b。n當Uc0時，-Uc與-Ub的作用相加，則情況相反，輸出Upw的正半波增寬，如圖4-10c。 二、邏輯延時環(huán)節(jié)二、邏輯延時環(huán)節(jié) n 在可逆在可逆P

20、WM變換器中，跨接在電源變換器中，跨接在電源兩端的上、下兩個晶體管經常交替工作。兩端的上、下兩個晶體管經常交替工作。n 由于晶體管的關斷過程中有一段存儲由于晶體管的關斷過程中有一段存儲時間時間t ts s和電流下降時間和電流下降時間t tf f，總稱關斷時間，總稱關斷時間t toffoff，在這段時間內晶體管并未完全關斷。，在這段時間內晶體管并未完全關斷。如果在此期間另一個晶體管已經導通，則如果在此期間另一個晶體管已經導通，則將造成上下兩管直通，從而使電源正負極將造成上下兩管直通，從而使電源正負極短路。短路。n 為了避免發(fā)生這種情況，設置了由為了避免發(fā)生這種情況，設置了由R、C電路構成的邏輯延

21、時環(huán)節(jié)電路構成的邏輯延時環(huán)節(jié)DLD，保證在，保證在對一個管子發(fā)出關閉脈沖后（如圖對一個管子發(fā)出關閉脈沖后（如圖4-11中的中的U Ub1b1），延時），延時t tldld后再發(fā)出對另一個管子后再發(fā)出對另一個管子的開通脈沖（如的開通脈沖（如U Ub2b2）。由于晶體管導通時）。由于晶體管導通時也存在開通時間，延時時間也存在開通時間，延時時間t tldld只要大于晶只要大于晶體管的存儲時間體管的存儲時間t ts s就可以了。就可以了。 三、基極驅動器三、基極驅動器 n 脈寬調制器輸出的脈沖信號經過信脈寬調制器輸出的脈沖信號經過信號分配和邏輯延時后，送給基極驅動器號分配和邏輯延時后，送給基極驅動器作

22、功率放大，以驅動主電路的電力晶體作功率放大，以驅動主電路的電力晶體管，每個晶體管應有獨立的基極驅動器。管，每個晶體管應有獨立的基極驅動器。n 為了確保晶體管在開通時能迅速達為了確保晶體管在開通時能迅速達到飽和導通，關斷時能迅速截止，正確到飽和導通，關斷時能迅速截止，正確設計基極驅動器是非常重要的。設計基極驅動器是非常重要的。 n 驅動器電流波形如圖驅動器電流波形如圖4-12所示所示. .n 每一個開關過程包含三個階段，即開通、飽和每一個開關過程包含三個階段，即開通、飽和導通和關斷。導通和關斷。 1開通階段開通階段為了使晶體管在任何情況為了使晶體管在任何情況下開通時都能充分飽和導下開通時都能充分飽和導通，應根據電動機的起制通，應根據電動機的起制動電流和晶體管的電流放動電流和晶體管的電流放大系數值來確定所需的基大系數值來確定所需的基極電流。極電流。n 此外，由于晶體管（例如圖此外，由于晶體管（例如圖4-3中的）開通中的）開通瞬間還要承擔與其串聯的續(xù)流二極管（例如）關瞬