電力電子技術(shù)-Chapter7軟開關(guān)

1、學習指導學習指導學習指導學習指導軟開關(guān)是指，通過在開關(guān)變換器中增加很小的電感、電容等諧振元件，并在開關(guān)過程前后引入諧振過程，使開關(guān)開通前電壓先降為零，或關(guān)斷前電流先降為零，就可以消除開關(guān)過程中電壓、電流的重疊區(qū)，從而消除開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲。軟開關(guān)分為零電壓開關(guān)與零電流開關(guān)零電壓開關(guān)與零電流開關(guān)。根據(jù)軟開關(guān)技術(shù)發(fā)展的歷程，軟開關(guān)變換器分為準諧振變準諧振變換器、換器、PWM軟開關(guān)變換器軟開關(guān)變換器。學習指導學習指導學習指導學習指導 準諧振變換器（QRC）的特點是諧振元件參與能量變換的某一個階段，而不是全程參與。 準諧振變換器分為零電壓開關(guān)準諧振變換器（ZVS QRC），零電流開關(guān)準諧振變換器（ZC

2、S QRC），零電壓開關(guān)多諧振變換器（ZVS MRC），和用于逆變器的諧振直流環(huán)節(jié)（Resonant DCLink），這類變換器一般需要采用頻率調(diào)制方法。 準諧振軟開關(guān)DC/DC變換器最主要的特點就是利用PFM調(diào)壓，這使得電源的輸入濾波器、輸出濾波器的設計復雜化。學習指導學習指導學習指導學習指導 常規(guī)的PWM變換器開關(guān)頻率恒定，控制方法簡單。 在準諧振軟開關(guān)DC/DC變換器中，諧振產(chǎn)生在整個開關(guān)管導通或開關(guān)管關(guān)斷過程，若把諧振控制在開關(guān)管導通前或關(guān)斷前很小一段時間內(nèi)，且諧振半周期遠小于開關(guān)周期，這就構(gòu)成了PWM軟開關(guān)變換器。 PWM軟開關(guān)變換器主要分為零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器、零轉(zhuǎn)換變換器、零

3、轉(zhuǎn)換PWM變換器和移相全橋軟開關(guān)變換器和移相全橋軟開關(guān)PWM變換器變換器。 學習指導學習指導學習指導學習指導 本章主要討論軟開關(guān)的基本概念與分類，諧振型軟開關(guān)變換器、準諧振軟開關(guān)變換器和PWM軟開關(guān)變換器的電路構(gòu)成和基本的工作原理。建議重點重點學習以下主要內(nèi)容： 1）軟開關(guān)的基本概念與分類、軟開關(guān)電路的分類。 2）準諧振軟開關(guān)電路的工作原理和電路工作特點。 3）零電壓、零電流開關(guān)電路的構(gòu)成特點、工作原理；零轉(zhuǎn)換開關(guān)電路的構(gòu)成特點、工作原理；移相控制軟開關(guān)PWM全橋變換器的工作原理。 123概述概述 準諧振軟開關(guān)變換器準諧振軟開關(guān)變換器PWMPWM軟開關(guān)變換器軟開關(guān)變換器基本內(nèi)容 隨著開關(guān)頻率的

4、提高，常規(guī)的PWM功率變換技術(shù)會面臨許多問題，一方面開關(guān)管的開關(guān)損耗會成正比的上升，使電路的效率大大的降低，從而使變換器處理功率的能力大幅下降；另一方面，系統(tǒng)會對外產(chǎn)生嚴重的電磁干擾（EMI）。 所謂軟開關(guān)是指開關(guān)管通、斷過程不存在電壓、電流交疊區(qū)，通常是指開關(guān)管開通時電壓已為零的零電壓開關(guān)ZVS（Zero Voltage Switching）和開關(guān)管關(guān)斷時電流已為零的零電流開關(guān)ZCS（Zero Current Switching）或近似零電壓開關(guān)與零電流開關(guān)。 7.1 概述概述 而所謂硬開關(guān)就是開關(guān)管開通、關(guān)斷過程存在電流、電壓交疊區(qū)，硬開關(guān)過程是通過突變的開關(guān)過程中斷功率流而完成能量的變換

5、； 而軟開關(guān)過程是通過電感L和電容C的諧振，使開關(guān)器件中的電流（或其兩端的電壓）按正弦或準正弦規(guī)律變化，當電流過零時，使器件關(guān)斷，或者當電壓下降到零時，使器件導通。開關(guān)器件在零電壓或零電流條件下完成導通與關(guān)斷的過程，將使器件的開關(guān)損耗在理論上為零。 軟開關(guān)技術(shù)的應用使電力電子變換器可以具有更高的效率，同時功率密度和可靠性得到提高，并有效的減小電能變換裝置引起的電磁干擾和噪聲等。7.1 概述概述7.1.1 功率電路的開關(guān)過程功率電路的開關(guān)過程 在功率變換電路中，每只功率管都要進行開通與關(guān)斷控制。 功率管在開通時開關(guān)管的電壓不是瞬時下降到零，而是有一個下降時間，同時它的電流也不是瞬時上升到負載電流

6、，也有一個上升時間。 在這段時間里，電流和電壓有一個交疊區(qū)，產(chǎn)生損耗，通常稱之為開通損耗（Turn-on loss），如圖7-1(a)所示。 （a）開通過程圖7-1 開關(guān)管開通與關(guān)斷過程的電壓電流及功率損耗曲線7.1.1 功率電路的開關(guān)過程功率電路的開關(guān)過程 當開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)管的電壓不是瞬時從零上升到電源電壓，而是有一個上升時間，同時它的電流也不是瞬時下降到零，也有一個下降時間。 在這段時間里，電流和電壓也有一個交疊區(qū)，產(chǎn)生損耗，通常稱之為關(guān)斷損耗（Turn-off loss），如圖7-1(b)所示。 （a）關(guān)斷過程圖7-1 開關(guān)管開通與關(guān)斷過程的電壓電流及功率損耗曲線iu0ptt0tof

7、fICUC7.1.1 功率電路的開關(guān)過程功率電路的開關(guān)過程 可見當功率管開通和關(guān)斷時，要產(chǎn)生開通損耗和關(guān)斷損耗，統(tǒng)稱為開關(guān)損耗（Switching loss），通?？捎梢粋€開關(guān)周期的平均開通和關(guān)斷損耗求出。 假設導通后流入功率管電流為IC，關(guān)斷后功率管承受的電壓為UC，導通時的管壓降忽略不計，且假設開關(guān)過程中，電流i、電壓u按線性變化，由圖7-1分析，不難求得導通和關(guān)斷過程功率管的電流、電壓瞬時值i、u，即 開通過程： 關(guān)斷過程： ttIionCttUUuonCCttIIioffCCttUuoffC7.1.1 功率電路的開關(guān)過程功率電路的開關(guān)過程 一個開關(guān)周期的平均開通和關(guān)斷損耗PS為：1of

8、fon00offonttSiudtiudtTPPPonoff00offCoffCConCCon)()(ttCstdttUttIIdtttUUttIfCCoffon6IUftts 7-1式中：PS 功率管開關(guān)損耗； ton功率管開通時間； toff功率管關(guān)斷時間； fs 功率管開關(guān)頻率； UC關(guān)斷后功率管承受的電壓； IC 導通后流入功率管的電流。在工作電壓和工作電流一定的條件下，功率管在每個開關(guān)周期中的開關(guān)損耗是恒定的，變換器總的開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比。開關(guān)損耗的存在限制了變換器開關(guān)頻率的提高，從而限制了變換器的小型化和輕量化。同時，開關(guān)管工作在硬開關(guān)時還會產(chǎn)生較高的di/dt和dv/dt，

9、從而產(chǎn)生較大的電磁干擾。 7.1.2 軟開關(guān)的特征及分類軟開關(guān)的特征及分類 在開關(guān)變換器中增加電感、電容等諧振元件，并在開關(guān)過程前后引入諧振過程，使開關(guān)開通前電壓先降為零，或關(guān)斷前電流先降為零，就可以消除開關(guān)過程中電壓、電流的重疊，從而消除開關(guān)損耗，這樣的開關(guān)變換器稱為軟軟開關(guān)變換器開關(guān)變換器。 軟開關(guān)變換器中典型的開關(guān)過程如圖7-2所示，具有這樣開關(guān)過程的功率開關(guān)稱為軟開關(guān)軟開關(guān)。圖7-2 軟開關(guān)的開關(guān)過程7.1.2 軟開關(guān)的特征及分類軟開關(guān)的特征及分類 若使開關(guān)管開通前其兩端電壓為零，則開關(guān)管開通時就不會產(chǎn)生損耗，這種開通方式稱為零電壓開通零電壓開通，簡稱零電壓開關(guān)零電壓開關(guān)；使開關(guān)管關(guān)斷

10、前流過其電流為零，則開關(guān)管關(guān)斷時也不會產(chǎn)生損耗和噪聲，這種關(guān)斷方式稱為零電流關(guān)斷零電流關(guān)斷，簡稱零電流開關(guān)零電流開關(guān)；零電壓開通和零電流關(guān)斷要靠電路中的諧振來實現(xiàn)。 與開關(guān)管相串聯(lián)的電感能使開關(guān)開通后電流上升延緩，降低了開通損耗，但關(guān)斷時功率管的電壓應力增大；與開關(guān)并聯(lián)的電容能使開關(guān)關(guān)斷后電壓上升延緩，從而降低關(guān)斷損耗，但開通時功率管的電流應力增大。顯然串聯(lián)電感和并聯(lián)電容雖然能降低開關(guān)管的開關(guān)損耗，但其開關(guān)過程卻增加了開關(guān)管的電壓、電流應力，從而得不償失，因此常與零電壓開通和零電流關(guān)斷配合應用。7.1.2 軟開關(guān)的特征及分類軟開關(guān)的特征及分類 軟開關(guān)技術(shù)問世以來，經(jīng)歷了不斷的發(fā)展和完善，前后出

11、現(xiàn)了許多種軟開關(guān)電路，新型的軟開關(guān)拓撲仍不斷的出現(xiàn)。 根據(jù)變換器中主要的開關(guān)元件是零電壓開通還是零電流關(guān)斷，可以將軟開關(guān)電路分成零電壓電路和零電流電路兩大類。通常，一種軟開關(guān)電路要么屬于零電壓電路，要么屬于零電流電路。 根據(jù)軟開關(guān)技術(shù)發(fā)展的歷程可以將軟開關(guān)電路分成全諧振型變換器或諧振型變換器、準諧振變換器、零開關(guān)PWM變換器和零轉(zhuǎn)換PWM變換器。7.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 諧振電路是諧振變換器的基本單元，它包括串聯(lián)諧振電路和并聯(lián)諧振電路。 1）串聯(lián)諧振電路串聯(lián)諧振電路 （1）基本的串聯(lián)諧振電路 基本的串聯(lián)諧振電路如圖7-3（a）所示，Lr是諧振電感，Cr是諧振電容，U

12、i是輸入直流電源。(a)圖7-3 基本的串聯(lián)諧振電路7.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 根據(jù)圖7-3（a），列出電路微分方程為(a)圖7-3 基本的串聯(lián)諧振電路LrCrrCrLrridtduCUudtdiLi7-2 假設t0時刻，諧振電感的初始電流為iLr(t0)=ILr0，諧振電容的初始電壓uCr(t0)=UCr0，解微分方程組7-2得為)(sin)(cos)(0rr0Cri0r0LrLrttZUUttIti)(sin)(cos)()(0r0Lrr0r0CriiCrttIZttUUUtu7-37-4 rrr/1CLrrr/CLZ 式中，諧振角頻率；，特征阻抗。7.1.3 諧

13、振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 若電路的初始狀態(tài)為零初始狀態(tài)，即ILr0= iLr(t0)=0，UCr0=uCr(t0)=0，則(b)圖7-3 基本的串聯(lián)諧振電路)(sin)(0rriLrttZUti)(cos)(0riiCrttUUtu7-57-6 此 時 ， 諧 振 電 容 電 壓 最 大 值 為UCrmax=2Ui，諧振電感電流的最大值為ILrmax=Ui/Zr，僅決定于電源電壓Ui和 特征阻抗Zr。如果Lr變小或Cr變大，諧振電感電流的最大值增大，而諧振電容電壓的最大值不變。iLr和uCr分別按正弦和余弦規(guī)律變化，如圖7-3(b)所示。表明諧振電感和諧振電容所儲的能量相互交換，

14、uCr達到最大值時，iLr則正好為零。7.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 （2）諧振電容并聯(lián)電流源的串聯(lián)諧振電路 在串聯(lián)諧振電路的諧振電容上并聯(lián)一個電流源，即構(gòu)成另一類串聯(lián)諧振電路，其電路結(jié)構(gòu)如圖7-4（a）所示。 根據(jù)圖7-4（a），列出電路微分方程為(a)圖7-4 諧振電容上并聯(lián)一個電流源的串聯(lián)諧振電路 0LrCrriCrrIidtduCUudtdiLLr7-77.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 假設在t0時刻，諧振電感的初始電流為iL r(t0)=IL r 0，諧振電容的初始電壓uCr(t0)=UCr0，解微分方程組（7-7），得到(a)圖7-4 諧振

15、電容上并聯(lián)一個電流源的串聯(lián)諧振電路 )(sin)(cos)()(0rr0Cri0r00Lr0LrttZUUttIIIti7-8)(sin)()(cos)()(0r00Lrr0r0CriiCrttIIZttUUUtu7-9rrr/1CLrrr/CLZ 式中，諧振角頻率；，特征阻抗。7.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 對比式7-5、式7-6、式7-10、式7-11可知，與基本的串聯(lián)諧振電路相比，諧振電容并聯(lián)電流源的串聯(lián)諧振電路，僅在諧振電感電流中增加了一個直流分量Io，如圖7-4（b）所示。圖7-4 諧振電容上并聯(lián)一個電流源的串聯(lián)諧振電路 )(sin)(0rri0LrttZUIt

16、i7-10)(cos)(0riiCrttUUtu7-11 假設電路初始狀態(tài)為零初始狀態(tài)，即ILr0= iLr(t0)=I0，UCr0=uCr(t0)=0，則 (a)(b)7.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 2）并聯(lián)諧振電路）并聯(lián)諧振電路 基本的并聯(lián)諧振電路如圖7-5(a)所示，圖中Lr是諧振電感，Cr是諧振電容,Ii是輸入直流電流源。 根據(jù)圖7-5(a)，列出電路微分方程為 圖7-5 基本的并聯(lián)諧振電路(a)CrLrriCrrLrudtdiLIdtduCi7-127.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 圖7-5 基本的并聯(lián)諧振電路 假設在t0時刻，諧振電感的初始

17、電流為iLr(t0)=ILr0，諧振電容的初始電壓uCr(t0)=UCr0，解微分方程組7-12得(a)(sin)(cos)()(0rr0Cr0ri0LriLrttZUttIIIti7-13)(sin)()(cos)(0r0Lrir0r0Cr0CrttIIZttUtu7-14 rrr/1CLrrr/CLZ 式中，諧振角頻率；，特征阻抗。7.1.3 諧振電路的構(gòu)成與特性諧振電路的構(gòu)成與特性 圖7-5 基本的并聯(lián)諧振電路 若電路初始狀態(tài)為零初始狀態(tài)，即ILr0= iLr(t0)=0，UCr0=uCr(t0)=0，則 (b)(cos1 )(0riLrttIti7-15)(sin)(0rirCrttI

18、Ztu 7-16 此 時 ， 諧 振 電 感 中 電 流 最 大 值 為ILrmax=2Ii，諧振電容兩端的電壓最大 值為UCrmax=ZrIi，僅決定于電源電壓Ii和特征阻抗Zr。如果Lr變小或Cr變大，諧振電感電流的最大值不變，而諧振電容電壓兩端電壓最大值減小。uCr和iLr分別按正弦和余弦規(guī)律變化，如圖7-5（b）所示。7.2 準諧振軟開關(guān)變換器準諧振軟開關(guān)變換器 準 諧 振 變 換 器 （ Q u a s i R e s o n a n t Converter，QRC）的出現(xiàn)是軟開關(guān)技術(shù)的一次飛躍，這類變換器的特點是諧振元件參與能量變換的某一個階段，不是全程參與。 準諧振變換器分為零電

19、壓開關(guān)準諧振變換器（Zero Voltage Switching Quasi Resonant Converter，ZVS QRC），對應的基本開關(guān)單元如圖7-6(a)所示；(a)圖7-6 準諧振電路的基本開關(guān)單元7.2 準諧振軟開關(guān)變換器準諧振軟開關(guān)變換器 零電流開關(guān)準諧振變換器（Zero Current Switching Quasi Resonant Converter，ZCS QRC），對應的基本開關(guān)單元如圖7-6(b)所示；零電壓開關(guān)多諧振變換器（Zero Voltage Switching Multi Resonant Converter，ZVS MRC），對應的基本開關(guān)單元如圖7

20、-6(c)所示；用于逆變器的諧振直流環(huán)節(jié)（Resonant DCLink），對應的等效電路如圖7-10(a)所示，這類諧振變換器一般均需采用頻率調(diào)制（PFM）方法。 (a) (b) 圖7-6 準諧振電路的基本開關(guān)單元圖7-10 諧振直流環(huán)電路的等效電路及理想化波形7.2.1 零電壓開關(guān)準諧振變換器零電壓開關(guān)準諧振變換器 零電壓開關(guān)技術(shù)的應用，能有效減小功率器件開通時的損耗，從而提高變換器的開關(guān)頻率。將Boost變換器中的開關(guān)用準諧振零電壓開關(guān)代替就構(gòu)成了零電壓開關(guān)準諧振Boost變換器，其簡化電路如圖7-7（a）所示。7.2.1 零電壓開關(guān)準諧振變換器零電壓開關(guān)準諧振變換器 將輸入部分看作恒流

21、源，輸出負載部分看作電壓負載Uo。開關(guān)管VTS導通時，有輸入電流Ii，二極管VD關(guān)斷，沒有電流注入電壓負載，在t0時間，開關(guān)管VTS關(guān)斷，輸入電流流入電容Cr，給電容充電。 圖7-7（b）給出零電壓準諧振Boost變換器的典型的工作波形。 圖7-7 零電壓開關(guān)準諧振Boost變換器的簡化電路及其工作波形(a)電路拓撲 （b）主要工作波形 7.2.1 零電壓開關(guān)準諧振變換器零電壓開關(guān)準諧振變換器 穩(wěn)態(tài)工作時，一個完整的開關(guān)周期分為4個階段，各階段工作過程分析如下： （1）t0 t1階段，電容充電階段，電流路徑示意圖如圖7-8(a)所示。 t0之前，VTS導通，輸入電流Ii經(jīng)VTS續(xù)流，t0時刻，

22、開關(guān)管VTS關(guān)斷，電容Cr充電，Cr上的電壓線性uCr上升，在t1時刻，uCr達到Uo，二極管VD導通。 7.2.1 零電壓開關(guān)準諧振變換器零電壓開關(guān)準諧振變換器 （2）t1 t4階段，諧振階段，電流路徑示意圖如圖7-8(b)所示。 t1時刻，二極管VD導通，一部分Ii流入Uo，一部分Ii給電容充電，t2時刻，iLr達到Ii，這時電容電壓達到峰值；隨后諧振電容開始放電，當電容電壓uCr降到Uo，iLr達到峰值，隨后iLr開始減小，直到uCr降到零，諧振過程結(jié)束，這時VDS導通流過反向電流。 。 7.2.1 零電壓開關(guān)準諧振變換器零電壓開關(guān)準諧振變換器 （3）t4 t6階段，電感放電階段，電流路

23、徑示意圖如圖7-8(c)所示。 t4 t5期間，電感電流經(jīng)VDS續(xù)流，將VTS兩端電壓箝位成零電壓，這段期間開通VTS，VTS零電壓開通。這段時間電感電流iLr線性下降，iS線性增大 t5時刻，iLr下降到等于Ii，接著iLrIo，t0時刻，開關(guān)管VTS關(guān)斷，Lr和Cr發(fā)生諧振，iLr對Cr充電，Cr上的電壓上升。 7.2.1 零電壓開關(guān)準諧振變換器零電壓開關(guān)準諧振變換器 在t1時刻，uCr達到Ui，iLr達到峰值，隨后iLr繼續(xù)向Cr充電，直到t2時刻iLr = Io，uCr達到諧振峰值 接著，uCr向Lr和L放電，iLr降低，到零后反向，直到t3時刻uCr =Ui，iLr達到反向諧振峰值，

24、隨即iLr開始衰減，uCr繼續(xù)下降，t4時刻，uCr = 0，VTS的反并聯(lián)二極管VDS導通，uCr被箝位于零。 7.2.1 零電壓開關(guān)準諧振變換器零電壓開關(guān)準諧振變換器 （2）t4 t6階段，電感充電階段。 t4 t5階段，負載電流一部分經(jīng)VDS續(xù)流，iLr線性上升，VTS兩端電壓被箝位在零，在這段時間內(nèi)開通VTS，則可實現(xiàn)VTS零電壓開通，隨后電流iLr繼續(xù)線性上升，t5時刻，iLr = Io 直到t6時刻，VTS再次關(guān)斷。t4 t6階段，直流母線電壓被箝位成零，若這時逆變橋內(nèi)開關(guān)管換相，則也是零電壓開通或關(guān)斷。 缺點：電壓諧振峰值很高，增加了對開關(guān)器件耐壓的要求。7.2.2 零電流開關(guān)準

25、諧振變換器零電流開關(guān)準諧振變換器 將Buck變換器中的開關(guān)用準諧振零電流開關(guān)代替就構(gòu)成了零電流開關(guān)準諧振Buck變換器，如圖7-11(a)所示，其工作波形如圖7-11(b)所示。 開關(guān)周期分為4個階段，假定在開關(guān)VTS導通以前，負載電流經(jīng)二極管VD續(xù)流，電容Cr上電壓箝位到零。（a）電路拓撲 （b）主要工作波形 圖7-11零電流開關(guān)準諧振Buck變換器電路拓撲及其工作波形7.2.2 零電流開關(guān)準諧振變換器零電流開關(guān)準諧振變換器 （1）t0 t1階段，電感充電階段，電流路徑示意圖如圖7-12(a)所示。 t0之前，VTS不導通，輸出電流Io經(jīng)VD續(xù)流 t0時刻，開關(guān)管VTS開通，電感Lr充電，L

26、r中的電流線性上升，在t1時刻，iLr達到Io，隨后iLr分成兩部分，一部分維持負載電流，一部分給諧振電容充電，二極管VD截止。7.2.2 零電流開關(guān)準諧振變換器零電流開關(guān)準諧振變換器 （2）t1 t4階段，諧振階段，電流路徑示意圖如圖7-12(b)所示。 t1時刻，輸入電流上升到Io，VD關(guān)斷，Lr和Cr開始諧振，t2時刻，uCr(t2) = Ui，iLr達到峰值 隨后iLr減小，t3時刻，iLr減小到Io，uCr達到峰值，接著Cr開始放電，直到t4時刻，iLr下降到零。7.2.2 零電流開關(guān)準諧振變換器零電流開關(guān)準諧振變換器 （3）t4 t6階段，電容放電階段，電流路徑示意圖如圖7-12(

27、c)所示。 t4 t5期間，電容電壓高于Ui，經(jīng)VDs向Ui回饋能量，同時向Lr充電，將VTS中的電流箝位成零，在這段期間關(guān)斷VTS，VTS將是零電流關(guān)斷。t5時刻，uCr下降到等于Ui 由于負載為電流源，uCr繼續(xù)放電，這時開關(guān)管兩端的電壓開始上升，直到t6時刻，uCr兩端電壓下降到零，uS上升到等于Ui 。7.2.2 零電流開關(guān)準諧振變換器零電流開關(guān)準諧振變換器 （4）t6 t0階段，續(xù)流階段，電流路徑示意圖如圖7-12(d)所示。 t6時刻，uCr放電完，uCr = 0，輸出電流經(jīng)二極管VD續(xù)流，直到t0時刻VTS再次導通，進入下一工作周期。 很明顯，當Lr和Cr選定后，諧振半周期t1

28、t4時間固定（忽略t0 t1這段時間）。也就是說，VTS的導通時間固 定，可以通過調(diào)節(jié)VTS的關(guān)斷時間來調(diào)節(jié)占空比，從而達到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。因此，零電流開關(guān)準諧振變換器也是通過脈沖頻率調(diào)制來調(diào)節(jié)輸出電壓。7.3 PWM軟開關(guān)變換器軟開關(guān)變換器 準諧振軟開關(guān)DC/DC變換器與常規(guī)的PWM硬開關(guān)變換器相比，由于開關(guān)器件在零電壓或零電流條件下完成開通與關(guān)斷過程，電路的開關(guān)損耗大大降低；電磁干擾(EMI)大大減?。蛔儞Q電路可以以更高的開關(guān)頻率工作；相應變換器的功率密度可以大大提高等。 明顯的不足：器件可能承受過高的電壓應力和電流應力；利用PFM（Pulse Frequency Modulation

29、）調(diào)壓，用改變開關(guān)頻率來進行控制，這使得電源的輸入濾波器、輸出濾波器的設計復雜化，并影響系統(tǒng)的噪聲。 常規(guī)的PWM變換器開關(guān)頻率恒定，當輸入電壓或負載變化時，通?？空{(diào)節(jié)開關(guān)的占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓，屬恒頻控制，控制方法簡單。 若將兩種拓撲的優(yōu)點組合在一起，就形成一種新的軟開關(guān)電路拓撲PWM軟開關(guān)變換器。主要分為零開關(guān)PWM變換器、零轉(zhuǎn)換PWM變換器和移相控制軟開關(guān)PWM全橋變換器。7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 在準諧振軟開關(guān)DC/DC變換器中，以準諧振軟開關(guān)Buck變換器為例，與常規(guī)的PWM Buck變換器相比，電路拓撲中僅僅多了一個諧振電感和一個諧振電容。 對零電壓準諧振Buck

30、變換器，如果沒有諧振，開關(guān)管一關(guān)斷，Cr兩端的電壓很快增大到等于Ui，并維持到下一次開關(guān)管開通，開關(guān)管VTS硬開通；增加了Lr、Cr，則開關(guān)管一關(guān)斷，Lr與Cr就開始諧振，諧振結(jié)果使Cr兩端的電壓為零，并通過VDS給Lr續(xù)流使VTS（Cr）兩端電壓箝位成零，這時（圖7-9(b)的t4t5期間）開通VTS，則VTS零電壓開通。 如果在t4t5期間沒有開通VTS，t5時刻iLr(t5)=0，隨后Ui將使Cr兩端電壓快速充電至Ui，這時再開通VTS，則VTS將不是零電壓開通。 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 若在VTS關(guān)斷之前用開關(guān)S1將Lr短接，如圖7-13(a)所示，使Lr中的電流經(jīng)

31、S1續(xù)流保持不變，VTS關(guān)斷時，Cr兩端電壓很快充電至Ui，隨后保持不變，如圖7-13(b)所示的t1t2期間。t2時刻，S1關(guān)斷，Lr與Cr開始諧振，諧振結(jié)果使Cr兩端的電壓為零，并通過VDS給Lr續(xù)流使VTS（Cr）兩端電壓箝位成零，如圖7-13(b)所示的t4t5期間，在這期間內(nèi)開通VTS，則VTS零電壓開通。這樣，如果S1的關(guān)斷時刻和VTS的開通時刻保持不變，改變VTS的關(guān)斷時刻，則可以實現(xiàn)PWM控制。 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 由以上分析可知，要實現(xiàn)軟開關(guān)變換器的PWM控制，只需控制Lr與Cr的諧振時刻。控制諧振時刻的方法就是，要么在適當時刻先短接諧振電感，在需要諧

32、振的時刻再斷開；要么在適當時刻先斷開諧振電容，在需要諧振的時刻再接通。由此得到不同形式的零開關(guān)PWM電路的基本開關(guān)單元，如圖7-14所示。 （a）零電壓開關(guān)PWM電路的基本開關(guān)單元圖7-14 零開關(guān)PWM電路的基本開關(guān)單元 （b）零電流開關(guān)PWM電路的基本開關(guān)單元7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 零開關(guān)PWM變換器(Zero Switching PWM Converter)可分為零電壓開關(guān)PWM變換器(Zero Voltage Switching PWM Converter)，對應的基本開關(guān)單元如圖7-14(a)所示；和零電流開關(guān)PWM變換器(Zero Current Switchi

33、ng PWM Converter)，對應的基本開關(guān)單元如圖7-14(b)所示。 （a）零電壓開關(guān)PWM電路的基本開關(guān)單元圖7-14 零開關(guān)PWM電路的基本開關(guān)單元 （b）零電流開關(guān)PWM電路的基本開關(guān)單元7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 1）零電壓開關(guān)）零電壓開關(guān)PWM變換器變換器 以Buck型變換器為例，若在準諧振變換器的諧振電感上并接一個可控開關(guān)，就構(gòu)成了如圖7-13(a)所示的零電壓開關(guān)PWM變換器； 若在準諧振變換器的諧振電容上串接一個可控開關(guān)則構(gòu)成如圖7-15(a)所示的零電壓開關(guān)PWM變換器。 下面以后者為例具體分析零電壓開關(guān)PWM變換器的工作原理。 圖7-15 ZVS-

34、PWM Buck變換器拓撲及主要工作波形圖7-13 零開關(guān)PWM變換器 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 ZVS-PWM Buck變換器的一個工作周期分為7個階段，設電路初始狀態(tài)為主開關(guān)管VTS導通，輔助開關(guān)管VTS1關(guān)斷，續(xù)流二極管VD關(guān)斷，輸出電流全部流過主開關(guān)管VTS和諧振電感，工作過程如下： （a）諧振電容充電階段 （1）t0t1階段，諧振電容充電階段，電流路徑示意圖如圖7-16(a)所示。t0時刻，開關(guān)管VTS關(guān)斷，負載電流Io通過VTS1的本體二極管給電容Cr充電，Cr上的電壓線性上升，在t1時刻，uCr達到Ui，二極管VD導通，iLr開始減小VTSVDSVTS1VDCr

35、LrUiLCR（b）諧振電感放電階段 （c）負載電流續(xù)流階段 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 （2）t1t2階段，諧振電感放電階段，電流路徑示意圖如圖7-16(b)所示。t1時刻，二極管VD導通，負載電流一部分經(jīng)VD續(xù)流，一部分經(jīng)諧振電感給電容充電，電感電流iLr下降，t2時刻，iLr下降到零，這時電容電壓達到峰值。 （3）t2t3階段，負載電流續(xù)流階段，電流路徑示意圖如圖7-16(c)所示。t2時刻，iLr下降到零，uCr達到峰值，隨后iLr維持零電流，uCr維持峰值電壓，直到t3時刻VTS1導通。 （d）諧振階段 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 （4）t3t5階段，

36、諧振階段，電流路徑示意圖如圖7-16(d)所示。t3時刻，VTS1導通，Lr，Cr開始諧振，uCr開始下降，iLr反向增大，t4時刻，uCr下降至Ui，iLr達到反向峰值；隨后iLr反向減小，uCr繼續(xù)下降，直至t5時刻，uCr下降到零。 （5）t5t6階段，iLr續(xù)流階段，電流路徑示意圖如圖7-16(e)所示。t5時刻，uCr下降到零，iLr經(jīng)VDS續(xù)流，VTS兩端電壓uCr被箝在零電壓，在這段期間開通VTS，VTS零電壓開通，t6時刻反向電流下降到零。 （e）iLr續(xù)流階段電流 （f）諧振電感充電階段 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 （6）t6t7階段，諧振電感充電階段，電流路

37、徑示意圖如圖7-16(f)所示。t6時刻，VTS在零電壓下開通，接著流過其中的電流將線性增大，直到t7時刻，iLr達到Io，VD關(guān)斷。 （7）t7t8階段，能量傳遞階段，電流路徑示意圖如圖7-16(g)所示。該階段完成能量從輸入到輸出的傳遞任務，直到t8時刻VTS關(guān)斷，進入下一個工作周期。（g）能量傳遞階段7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 2）零電流開關(guān)）零電流開關(guān)PWM變換器變換器 在ZCS準諧振變換器的諧振電容上串接或在諧振電感上并接一個可控開關(guān)，就構(gòu)成了零電流開關(guān)PWM變換器。以Buck型變換器為例，若在諧振電容上串接一個可控開關(guān)則構(gòu)成如圖7-17(a)所示的零電流開關(guān)PWM變

38、換器。 ZCS-PWM Buck變換器的一個工作周期分為7個階段。設電路初始狀態(tài)為主開關(guān)管VTS關(guān)斷，輔助開關(guān)管VTS1關(guān)斷，續(xù)流二極管VD導通，輸出電流Io全部續(xù)流二極管VD續(xù)流，諧振電感電流iLr=0，諧振電容電壓uCr=0，工作過程分析如下： 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 1）t0 t1階段，諧振電感充電階段，電流路徑示意圖如圖7-18(a)所示。t0時刻，開關(guān)管VTS導通，由于VD導通，輸入電壓Ui全部加在諧振電感Lr上，iLr線性上升，在t1時刻，iLr達到Io，二極管VD關(guān)斷，uCr開始增大 2）t1 t3階段，電容諧振充電階段，電流路徑示意圖如圖7-18(b)所示。

39、t1時刻，iLr達到Io，二極管VD關(guān)斷，Lr、Cr開始第一次諧振，iLr一部分維持負載電流，一部分給電容充電，t2時刻，uCr達Ui，iLr達到峰值，之后iLr開始下降，uCr繼續(xù)上升，t3時刻，iLr下降到等于Io，uCr達到峰值 （a）諧振電感充電階段 （b）電容諧振充電階段 VTSVDSVTS1VDCrLrUiLCR（c）電感恒流階段 （d）電容諧振放電階段(1) 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 3）t3 t4階段，電感恒流階段，電流路徑示意圖如圖7-18(c)所示。t3時刻，iLr下降到等于Io，uCr達到峰值，隨后iLr維持在Io，uCr維持峰值電壓，直到t4時刻VTS

40、1導通。 4）t4 t5階段，電容諧振放電階段（1），電流路徑示意圖如圖7-18(d)所示。t4時刻，VTS1導通，Lr，Cr開始第二次諧振，iLr、uCr均開始下降，某個時刻iLr下降到零并開始反向增大，t5時刻，iLr下降到零。 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 5）t5 t7階段，電容諧振放電階段（2），電流路徑示意圖如圖7-18(e)所示。t5時刻，iLr下降到零，隨后開始經(jīng)VDS反向增大，t6時刻，uCr等于Ui，iLr到反向峰值，之后開始下降，t7時刻，iLr再次下降到零，第5階段結(jié)束。在這一階段關(guān)斷VTS，則VTS零電流關(guān)斷 6）t7 t8階段，電容線性放電階段，電流路

41、徑示意圖如圖7-18(f)所示。t7時刻，iLr反向下降到零，諧振電容在負載電流Io的作用下線性放電，t8時刻，uCr=0，VD導通。 （e）電容諧振放電階段(2) （f）電容線性放電階段 7.3.1 零開關(guān)零開關(guān)PWM變換器變換器 7）t8 t10階段，續(xù)流階段，電流路徑示意圖如圖7-18(g)所示。該階段負載電流通過VD續(xù)流，t9時刻，VTS1零電流關(guān)斷，t10時刻，VTS再次導通，進入下一個工作周期。（g）續(xù)流階段7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 前面討論了諧振變換器、準諧振變換器，在這些電路中，諧振電感和諧振電容一直參與能量傳遞，而且它們的電壓和電流應力較大。 在零開關(guān)PWM

42、變換器中，諧振元件雖然不是一直諧振工作，但諧振電感卻串聯(lián)在主功率回路中，損耗較大。同時，開關(guān)管和諧振元件的電壓應力和電流應力與準諧振變換器的完全相同。 為了克服這些缺陷，相關(guān)文獻中提出了零轉(zhuǎn)換PWM變換器(Zero Transition PWM Converter)的概念。 零轉(zhuǎn)換PWM變換器(Zero Transition PWM Converter) 它可分為零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器(Zero Voltage Transition PWM Converter, ZVT PWM Converter)和零電流開關(guān)PWM變換器(Zero Current Transition PWM Convert

43、er, ZCT PWM Converter) 。是軟開關(guān)技術(shù)的又一個飛躍。 7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器和零電流開關(guān)PWM變換器：（a） 零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器的基本開關(guān)單元 （b） 零電流轉(zhuǎn)換PWM變換器的基本開關(guān)單元圖7-19 零轉(zhuǎn)換PWM電路的基本開關(guān)單元 雖然這類變換器也是采用對諧振時刻進行控制來實現(xiàn)PWM控制，但與零開關(guān)變換器相比具有更突出的優(yōu)點：輔助電路只是在開關(guān)管開關(guān)時工作(而零開關(guān)變換器中的諧振電感則全程工作 )，其他時候不工作，同時，輔助電路不是串聯(lián)在主功率回路中，而是與主功率回路相并聯(lián)，從而減小了輔助電路的損耗，使得電路效率有了進一步提

44、高； 7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （a） 零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器的基本開關(guān)單元 （b） 零電流轉(zhuǎn)換PWM變換器的基本開關(guān)單元圖7-19 零轉(zhuǎn)換PWM電路的基本開關(guān)單元 輔助電路的工作不會增加主開關(guān)管的電壓和電流應力，主開關(guān)管的電壓和電流應力很小，與常規(guī)的PWM變換器的電壓和電流應力一樣； 由于輔助諧振電路與主開關(guān)并聯(lián)的，因此輸入電壓和負載電流對電路的諧振過程的影響很小，電路在很寬的輸入電壓范圍內(nèi)并從零負載到滿載都能工作在軟開關(guān)狀態(tài)。這是它零開關(guān)PWM變換器的根本區(qū)別，這也使得軟開關(guān)技術(shù)在中大功率變換器中的應用成為可能。 1）零電壓轉(zhuǎn)換）零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 零電壓轉(zhuǎn)換(

45、ZVT)PWM變換器，它利用諧振網(wǎng)絡并聯(lián)在開關(guān)上，使得電路中的有源開關(guān)(開關(guān)管)和無源開關(guān)(二極管)二者都實現(xiàn)零電壓開關(guān)，而且不增加器件的電壓、電流耐量。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 理論上說，只要在基本的DC/DC變換器的開關(guān)上并聯(lián)可控的并聯(lián)諧振環(huán)節(jié)就能得到相應的零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器。 以零電壓轉(zhuǎn)換PWM Boost變換器為例來分析零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器的工作原理。 零電壓轉(zhuǎn)換PWM Boost變換器的電路拓撲如圖7-20(a)所示，為了簡化分析，假設輸入濾波電感足夠大，輸入電流看成是理想的直流電流源Ii，同時，假定輸出濾波電容足夠大，輸出電壓看成是理想的直流電壓源Uo。 7

46、.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （1）t0 t1階段，諧振電感充電階段，電流路徑示意圖如圖7-21(a)所示。t0以前，主開關(guān)VTS和輔助開關(guān)VTS1斷態(tài)，二極管VD導通。t0時刻，VTS1導通，電感Lr中電流線性上升，VD中的電流線性減小，t1時刻iLr達到Ii，VD中的電流下降到零，VD在軟開關(guān)下關(guān)斷。 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（a）諧振電感充電階段 （2）t1 t2階段，諧振階段，電流路徑示意圖如圖7-21(b)所示。t1時刻，iLr達到Ii， VD中的電流下降到零，VD關(guān)斷，Lr、Cr開始諧振，Cr中

47、的能量開始向Lr轉(zhuǎn)移，iLr繼續(xù)增大，uCr開始下降，t2時刻， iLr達到峰值，uCr下降到零。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（b）諧振階段 （3）t2 t3階段，iLr續(xù)流階段，電流路徑示意圖如圖7-21(c)所示。t2時刻，iLr達到峰值，uCr下降到零，隨后VDS導通給iLr續(xù)流并維持峰值，uCr維持零，直到t3時刻VTS1關(guān)斷。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（

48、c）iLr續(xù)流階段 （4）t3t4階段，諧振電感放電階段（1），電流路徑示意圖如圖7-21(d)所示。t3時刻，VTS1關(guān)斷，VD1導通，iLr和VDS中的電流開始下降，t4時刻，VDS中的電流下降到零，第4階段結(jié)束。t2t4時間段內(nèi)，VTS反并聯(lián)二極管VDS在導通，這時開通VTS，VTS零電壓導通。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（d）諧振電感放電階段（1） （5）t4t5階段，諧振電感放電階段（2），電流路徑示意圖如圖7-21(e)所示。t4時刻，VDS中的電流下降到零，隨后VT

49、S開始導通，iVTs增大，iLr減小，t5時刻，iVTs等于Ii，iLr下降到零。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（e）諧振電感放電階段（2） （6）t5t6階段，儲能電感充電階段，電流路徑示意圖如圖7-21(f)所示。t5時刻，iLr下降到零，iVTs上升到Ii，隨后VTS為輸入電流提供續(xù)流回路。該狀態(tài)維持到t6時刻，VTS關(guān)斷。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（f）儲能

50、電感充電階段 （7）t6t7階段，諧振電容充電階段，電流路徑示意圖如圖7-21(g)所示。t6時刻，VTS在諧振電容的作用下軟關(guān)斷（廣義），隨后諧振電容兩端電壓uCr即VTS兩端電壓線性上升，t7時刻，uCr上升至Uo，隨后VD導通。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（g）諧振電容充電階段 （8）t7t8階段，能量傳輸階段，電流路徑示意圖如圖7-21(h)所示。t7時刻，VD導通，uCr電壓被箝在Uo，直到t8時刻，VTS1導通，進入下一個工作周期。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器

51、變換器 一個開關(guān)周期內(nèi)存在8個不同的工作階段，其主要工作波形如圖7-19(b)所示，各階段工作過程分析如下：（h）能量傳輸階段 2）零電流轉(zhuǎn)換PWM變換器 零電流轉(zhuǎn)換(ZCT)PWM變換器，它利用諧振網(wǎng)絡并聯(lián)在開關(guān)上，使得電路中的有源開關(guān)(開關(guān)管)和無源開關(guān)(二極管)二者都實現(xiàn)零電流開關(guān)，而且不增加器件的電壓、電流耐量。 理論上說，只要在基本的DC/DC變換器的開關(guān)上并聯(lián)可控的串聯(lián)諧振環(huán)節(jié)就能得到相應的零電流轉(zhuǎn)換PWM變換器。 零電流轉(zhuǎn)換PWM Boost變換器的電路拓撲如圖7-22(a)所示，主要工作波形如圖7-22(b)所示。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 7.3.2 零轉(zhuǎn)換零

52、轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 為了簡化分析，假設輸入濾波電感足夠大，輸入電流看成是理想的直流電流源Ii，同時，假定輸出濾波電容足夠大，輸出電壓看成是理想的直流電壓源Uo。一個開關(guān)周期內(nèi)存在7個不同的工作階段，各階段工作過程分析如下： （1）t0 t1階段，諧振階段（1），電流路徑示意圖如圖7-23(a)所示。t0以前，主開關(guān)VTS通態(tài)、輔助開關(guān)VTS1斷態(tài)，二極管VD斷態(tài)，uCr=-Uo。t0時刻，VTS1導通，Cr、Lr諧振，iLr上升，uCr反向減小，同時iVTs減小，t1時刻，iVTs減小到零。（a）諧振階段（1） 最大值，uCr反向下降到零，接著iLr減小，uCr正向增大，流過VTS的反并聯(lián)

53、二極管中的電流減小，t3時刻，VDS中的電流下降到零，iLr下降到Ii，隨后VD開始導通。若VTS在t1t3期間關(guān)斷，VTS為零電流關(guān)斷。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （2）t1 t3階段，諧振階段（2），電流路徑示意圖如圖7-23(b)所示。t1時刻，iVTs減小到零，隨后VTS的反并聯(lián)二極管導通，t2時刻，iLr達到（b）諧振階段（2） （3）t3 t4階段，諧振階段（3），電流路徑示意圖如圖7-23(c)所示。t3時刻，VDS中的電流下降到零，VD開始導通，iVD開始增大，直到t4時刻，VTS1關(guān)斷。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （c）諧振階段（3） （4）t

54、4 t5階段，諧振階段（4），電流路徑示意圖如圖7-23(d)所示。t4時刻，VTS1關(guān)斷，VD1導通，Cr、Lr通過VD1構(gòu)成回路繼續(xù)諧振，iLr繼續(xù)下降，uCr繼續(xù)增大，t5時刻，iLr下降到零，iVD上升到Ii，uCr上升到最大值（Uo）。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （d）諧振階段（4） （5）t5 t6階段，能量傳輸階段，電流路徑示意圖如圖7-23(e)所示。t5時刻，iLr下降到零，iVD上升到Ii，由于iLr沒有反向流動的通路，Cr、Lr停止諧振。隨后Cr兩端電壓保持不變，該狀態(tài)維持到t6時刻，VTS導通。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （e）能量傳輸階

55、段 （6）t6 t8階段，諧振電容反向充電階段，電流路徑示意圖如圖7-23(f)所示。t6時刻，VS導通，Cr、Lr通過VTS構(gòu)成回路諧振，iLr反向增大，iVTs正向增大，t7時刻，uCr諧振到零，iLr諧振到最大值，iVTs也達到最大值，t8時刻，iLr反方向降到零，uCr達到負的最大值（-Uo），iVTs回到Ii。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （f）諧振電容反向充電階段 （7）t8 t9階段，儲能電感充電階段，電流路徑示意圖如圖7-23(g)所示。t8時刻，iLr反方向降到零，uCr達到負的最大值（-Uo），iVTs回到Ii，VTS1的反并聯(lián)二極管關(guān)斷，VTS繼續(xù)導通為輸入

56、電流Ii提供續(xù)流回路。直到t9時刻VTS1導通，電路進入下一個工作周期。7.3.2 零轉(zhuǎn)換零轉(zhuǎn)換PWM變換器變換器 （g）儲能電感充電階段7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全橋變換器全橋變換器 1）移相控制）移相控制ZVS-PWM全橋變換器的工作原理全橋變換器的工作原理 移相控制ZVS-PWM全橋變換器電路拓撲如圖7-24所示，圖中VT1、VT2的控制信號分別超前VT4、VT3的控制信號一個相位角j，VT1、VT2構(gòu)成的橋臂稱超前橋臂，VT4、VT3構(gòu)成的橋臂稱滯后橋臂。圖7-24 移相全橋ZVSPWM DC/DC變換器的主電路拓撲 為了分析方便，假設： （1）所有開關(guān)管、二極管均為理

57、想器件；（2）所有電感、電容和變壓器均為理想元件；（3）C1=C2=C3=C4=C（4）LLr /n2，n為變壓器原副邊匝比。圖7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全橋變換器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全橋變換器全橋變換器 在一個開關(guān)周期中，移相控制ZVS-PWM全橋變換器有12個工作階段，圖7-25給出該變換器的工作波形，圖7-26給出前半開關(guān)周期各階段電流路徑示意圖。各階段工作過程分析如下 （1）t0 t1階段，超前臂諧振階段，電流路徑示意圖如圖7-25(a)所示。t0之前，VT1、VT4導通，uAB為+Ui，t0時刻，VT1關(guān)斷，變壓器原邊電流ip從VT1

58、轉(zhuǎn)移到C1、C2支路，這時Lr與L（注意：折算到原邊的值為n2L）串聯(lián)和C1、C2開始諧振，（a）超前臂諧振階段 圖7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全橋變換器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全橋變換器全橋變換器 由于n2L足夠大，ip基本不變，因此諧振過程C1兩端電壓線性增大，C2兩端電壓線性減小，直到t1時刻，C1兩端電壓增大到Ui，C2兩端電壓減小到零，VD2導通，諧振過程結(jié)束。 （b）續(xù)流階段 圖7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全橋變換器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全橋變換器全橋變換器 （2）t1t3階段，續(xù)流階段，電流

59、路徑示意圖如圖7-25(b)所示。t1時刻，C1兩端電壓增大到Ui，C2兩端電壓減小到零，VD2導通，將VT2兩端電壓箝位成零電壓，t2時刻開通VT2，則VT2零電壓開通， 這時由負載電流（恒流）折算到變壓器原邊的電流ip經(jīng)VT4、VD2續(xù)流，uAB為零，變壓器副邊電流路徑不變，直到t3時刻，VT4關(guān)斷。注意，注意，若負載不是恒流源，變壓器原邊電若負載不是恒流源，變壓器原邊電流在這一階段將開始下降，流在這一階段將開始下降，VD5、VD6將開始換相。將開始換相。 （c）滯后臂諧振階段 圖7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全橋變換器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全橋

60、變換器全橋變換器 （3）t3 t4階段，滯后臂諧振階段，電流路徑示意圖如圖7-25(c)所示。t3時刻，V4關(guān)斷，變壓器原邊電流ip從VT4轉(zhuǎn)移到C3、C4支路，這時Lr和C3、C4開始諧振，諧振過程C4兩端電壓增大，C3兩端電壓減小， 由于VT4的關(guān)斷，使得變壓器原邊電流下降，副邊VD5、VD6將開始換相，變壓器副邊相當于短路，因此L不參與諧振。直到t4時刻，C4兩端電壓增大到Ui，C3兩端電壓減小到零，VD3導通，諧振過程結(jié)束。 （d）能量回饋階段 圖7-25 移相控制ZVSPWM DC/DC全橋變換器主要工作波形7.3.3 移相控制移相控制ZVS-PWM全橋變換器全橋變換器 （4）t4