合肥工業(yè)大學電力電子技術第十九講第五章

1、兩組變流器的反并聯可逆線路5.4.2 逆變失敗與最小逆變角逆變失敗與最小逆變角 有源逆變正常運行時，外接的直流電源電壓EM與逆變電路輸出的平均電壓Ud極性相同，通常由于逆變回路的內阻很小，所以外接直流電源電壓EM基本由逆變電路的輸出平均電壓Ud來平衡。 若逆變時出現逆變輸出電壓減小、變零、甚至與直流電源順極性串聯等情況時，就會造成逆變回路過流，造成器件和變壓器損壞。這種情況稱為逆變失敗，也稱逆變顛覆。 造成逆變失敗的原因主要在四個方面. 5.4.2 逆變失敗與最小逆變角逆變失敗與最小逆變角 1）晶閘管本身的原因 晶閘管發(fā)生故障，不能正常導通和關斷，會造成交流電源電壓與直流電動勢順向串聯，造成逆

2、變失敗。 2）交流電源的原因 交流電源缺相或突然消失，此時交流側由于失去與直流電動勢極性相反的交流電壓，使直流電動勢通過晶閘管形成電路短路。 3）觸發(fā)電路的原因 觸發(fā)電路工作不可靠，不能適時、準確地給各晶閘管分配脈沖，致使晶閘管不能正常換相，使交流電源電壓與直流電動勢順向串聯，形成短路。5.4.2 逆變失敗與最小逆變角逆變失敗與最小逆變角圖為三相半波有源逆變電路的逆變失敗波形a)觸發(fā)脈沖丟失 b)觸發(fā)脈沖延遲如圖a所示，在t1時刻，觸發(fā)電路應對晶閘管VT3提供觸發(fā)脈沖uG3，則VT3導通，VT2關斷，實現正常換流。若由于某種原因造成uG3丟失，則VT3無法導通，而VT2繼續(xù)導通到正半波。到t2

3、時刻，由于此時ubua，VT1雖然有觸發(fā)脈沖uG1，但承受反壓而無法導通。輸出電壓ud為正值，和直流電動勢同極性，造成短路。在圖b中，觸發(fā)電路應在t1時刻對晶閘管VT3提供觸發(fā)脈沖uG3，但是由于uG3延遲到t2時刻才出現，這時ubuc，VT3承受反壓無法導通，VT2繼續(xù)導通到正半波，同樣會造成逆變失敗。5.4.2 逆變失敗與最小逆變角逆變失敗與最小逆變角 圖5-29 交流側電抗對逆變換相過程的影響4）逆變角太小 以上討論是在忽略了交流側電抗的情況下進行的。實際上由于交流側各相都有電抗存在，如變壓器漏抗和線路電抗等，晶閘管的換相不能瞬時完成，若換相的裕量角不足，也會引起換相失敗。以三相半波電路

4、來分析重疊角對逆變電路換相的影響。5.4.2 逆變失敗與最小逆變角逆變失敗與最小逆變角 如圖5-29所示，以VT3和VT1的換相過程來分析，當時，經過換相過程后，a相電壓仍高于c相電壓，所以換相結束時，晶閘管VT3因承受反壓而關斷。 圖5-29 交流側電抗對逆變換相過程的影響5.4.2 逆變失敗與最小逆變角逆變失敗與最小逆變角 若時，從圖右下角的波形中可看到，換相尚未結束，電路的工作狀態(tài)到達自然換相點p點后，c相電壓將高于a相電壓，該通的晶閘管VT1會關斷，而應關斷的晶閘管VT3不能關斷，當c相電壓進入正半周，就會造成兩個電源順向串聯，導致逆變失敗。 圖5-29 交流側電抗對逆變換相過程的影響

5、5.4.2 逆變失敗與最小逆變角逆變失敗與最小逆變角 實際工作中逆變時允許采用的最小逆變角應等于min=+ 其中為晶閘管的關斷時間tq折合的電角度，tq較大時可達200-300ms，折算到電角度約為4 -5 。 為換相重疊角，其隨直流平均電流和換相電抗的增加而增大。設計變流器時，重疊角可通過查閱相關手冊得到。 為安全裕量角，通常取10 ，用于防止觸發(fā)脈沖的不對稱。 min一般取30 -35 。為保證min，還可在觸發(fā)電路中附加保護環(huán)節(jié)，保證觸發(fā)脈沖不進入小于min的區(qū)域。 5.5 PWM整流電路 5.5.1 傳統(tǒng)整流電路存在的問題傳統(tǒng)整流電路存在的問題 由于交流電能大多數來自公共電網，因而整流

6、電路是公共電網與電力電子裝置的接口電路，其性能將影響電網的運行和電能質量。在傳傳統(tǒng)整流電路中，交流輸入電壓為正弦波，而輸入電流卻是非正弦波統(tǒng)整流電路中，交流輸入電壓為正弦波，而輸入電流卻是非正弦波。如目前應用于微機和家電的小容量開關電源普遍采用不控整流加電容濾波的方案，如圖5-30所示，只有整流橋輸出電壓高于電容電壓時，才會有輸入電流，交流輸入電流非正弦。圖5-30 不控整流電容濾波電路和電壓、電流波形 5.5 PWM整流電路 5.5.1 傳統(tǒng)整流電路存在的問題傳統(tǒng)整流電路存在的問題 不控整流的直流輸出電壓只與交流輸入電壓有關但不能調控。得到輸出可控直流電壓的方案之一：相控整流單相相控整流電路

7、輸出電壓波形脈動很大，需要很大的濾波器才能得到平穩(wěn)的直流電壓輸出電壓較低時電源功率因數低，交流電源輸入電流中仍含有大量的諧波電流（電網電壓畸變，危害通信線路等） 功率因數功率因數定義為有功功率P和視在功率S的比值： 正弦電路功率因數是由電壓和電流的相位差決定的： 非正弦電路中的情況 有功功率、視在功率、功率因數的定義均和正弦電路相同，功率因數仍按上式定義。 設正弦波電壓有效值為U，電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和1。這時有功功率為： P=UI1cos1cos 5.5 PWM整流電路 SP 功率因數功率因數為： 基波因數基波因數 =I1 / I，即基波電流有效值和總電流

8、有效值之比 位移因數位移因數（基波功率因數）cos 1 整流器輸入端功率因數與基波電流的相位移角有關，與諧波電流的大小有關11111coscoscosIIUIUISP 5.5 PWM整流電路 5.5 PWM整流電路 5.5.1 傳統(tǒng)整流電路存在的問題傳統(tǒng)整流電路存在的問題 不控整流可以做到基波電流與交流電源電壓基本相同，但仍含有諧波分量減小電源電流中的諧波電流，提高功率因數的措施：附加無源濾波器（體積重量大難以得到高功率因數，與負載變化及輸入電壓變化有關）有源功率因數校正器 或高頻PWM整流器5.5.1 傳統(tǒng)整流電路存在的問題傳統(tǒng)整流電路存在的問題 小功率整流電路多采用單相不控整流加一級直流變

9、換電路以實現網側功率因數校正。因為采用有源（開關）器件，是一種含有源功率因數校正環(huán)節(jié)的單相整流，簡稱為有源功率因數校正（APFC）。 其將高頻PWM DC/DC變換應用于單相整流，也是一種單相高頻PWM整流。缺點是電能單向流動。 PWMPWM整流電路是采用整流電路是采用PWMPWM控制方式和全控型器件組成的整流電控制方式和全控型器件組成的整流電路，路，它能在不同程度上解決傳統(tǒng)整流電路存在的問題。把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路。通過對PWM整流電路進行控制，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，則功率因數近似為1，因此PWMPWM整流電路也稱單位功率

10、因數變流器整流電路也稱單位功率因數變流器。5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 如圖5-31所示，交流輸入電壓經二極管橋式不控整流后，再經過DCDC變換，通過相應的控制使輸入電流平均值自動跟隨整流電壓基準值，可獲得較高的網側功率因數，并保持輸出電壓穩(wěn)定。APFC電路有兩個反饋控制環(huán)：輸入電流環(huán)使DCDC變換器輸入電流為全波整流波形，并且與全波整流電壓波形相位相同；輸出電壓環(huán)DCDC變換器使輸出端為一個直流穩(wěn)壓源，達到直流電源的穩(wěn)壓效果。 圖5-31 含Boost APFC的PWM整流電路5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 設交流輸入電壓uS

11、=USmsint，則不控整流橋輸出電壓ud=|uS|=USm|sint|。當VF導通時，ud通過VF和R5對L儲能，C放電維持負載電壓uo，假定輸出電容C足夠大，則負載電壓uo近似為一恒定的值Uo。R5為大功率低阻值的高精度取樣電阻，用于檢測輸入電流。在VF導通期間，iL上升；在VF關斷期間，iL下降。5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 在Boost APFC條件下，D0必須按正弦絕對值變化，為此控制電路采用SPWM方式，調制信號ugr=Ugm|sint|，如圖5-32a所示。圖5-32b為對應的VF柵極驅動電壓ug的波形，需要注意的是，由于是通過調制VF來實現VD

12、0導通占空比正弦化，故ug是在ucugr時有輸出波形。圖5-32 含Boost APFC的PWM整流電路在CCM模式下的工作波形1）CCM模式 載波頻率fC足夠高，保證電感電流iL連續(xù)，則udD=(uo- ud)(1-D)式中D為VF導通占空比，則(1-D)為二極管VD0的導通占空比，設為D0，可推導出D0=ud/uo=USm|sint|/Uo (5-6)5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 在控制電路中設置按正弦絕對值規(guī)律變化，并且與電路輸入電壓uS同相位的給定電流iref，并使電感電流iL圍繞iref升降，則iL近似地按正弦絕對值脈動，圖5-32c為VF的漏源極電

13、壓uVF的波形，當uVF =Uo時，VF處于關斷狀態(tài)，電感L釋放能量，iL下降；當uVF =0時，VF處于導通狀態(tài)，電感L儲存能量，iL上升。而由于iL=|iS|，可知輸入電流iS近似于正弦波，且與uS同相位，如圖5-32d所示。圖5-32 含Boost APFC的PWM整流電路在CCM模式下的工作波形5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 圖5-33 含Boost APFC的PWM整流電路在DCM模式下的工作波形 當電感L較小時，該電路也可按DCM模式工作，即電感電流iL不連續(xù)，則iL在每一載波周期Tc中均是零電流開通，在交流輸入每半個周期T/2內，控制電路以恒定的載

14、波頻率fc和占空比D工作，則每一載波周期Tc中的幅值為iLm： 2）DCM模式|sin|sin|m1cSmc1dLmtItLDTUDTLui 電感電流iL線性上升，iL的幅值與整流電壓ud成比例，即iLm以電網頻率按正弦規(guī)律隨時間變化，當t=/2時，iLm有最大值Im。由于iL在一個載波周期Tc中波形為三角形，當載波頻率fc足夠高時，|sin|sin|22LammLmLatItDIiDiiLa是iL在一個載波周期Tc中的平均值 5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 圖5-33 含Boost APFC的PWM整流電路在DCM模式下的工作波形 與CCM模式相比，采用DCM

15、控制模式具有輸入電流自動跟蹤電壓，控制簡單；開關管實現零電流開通且不承受二極管的反向恢復電流等優(yōu)點，但也存在電流峰值高，器件承受較大應力的缺點，適用于功率較小的場合。 2）DCM模式5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 按照上述工作原理，控制電路應能進行電流跟蹤以保證輸入電流正弦化，同時要能實現輸出直流電壓uo的調節(jié)。 電路中輸出電壓uo經R3、R4取樣，作為電壓調節(jié)器的反相輸入，并經誤差放大器放大后，與整流輸出電壓R1、R2取樣后的信號相乘后作為電流調節(jié)器的給定值，該給定值幅值可調，波形按正弦絕對值隨時間變化，且與整流后的電壓波形ud同相位。3) 輸出穩(wěn)壓控制方式

16、5.5.2 電壓型單相單管電壓型單相單管PWM整流電路整流電路 主回路中的R5兩端電壓ui反映的是電流信號，作為反饋信號連接到電流調節(jié)器的反相輸入，電流調節(jié)器對差值進行PI運算后，形成調制信號連接到SPWM比較器的反相輸入，SPWM比較器的同相輸入連接高頻載波信號uc，其輸出通過驅動電路放大后用來驅動VF。 當由于負載變化或輸入電壓變化導致輸出電壓uo偏離給定值時，如uo高于給定值時，電壓誤差放大器的輸出下降，導致乘法器輸出的基準電流下降，則電流調節(jié)器的輸出減小，導致占空比D縮短，VF導通時間縮短，從而使輸出電壓uo下降，實現直流輸出的自動穩(wěn)壓。 3) 輸出穩(wěn)壓控制方式 5.5.3 電壓型橋式

17、電壓型橋式PWM整流電路整流電路 根據負載的性質和要求，PWM整流電路可工作于單象限也可工作于多象限。上面介紹的APFC整流電路屬于單象限電路，其電能流傳方向只從電網到負載；而下面介紹的多象限電路（含電流或電壓雙象限）是雙向電路，即電能可在電網與負載間雙向流動。 電壓型單相橋式PWM整流電路最早用于交流機車傳動系統(tǒng)，為間接式變頻電源提供直流中間環(huán)節(jié)，由于它能使網側電流接近正弦波，保持網側基波功率因數為1，因而可顯著提高電網運行質量。 5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 圖5-34 電壓型單相橋式PWM整流電路 單相電壓型橋式PWM整流電路如圖5-34所示，每個橋臂由一個全控

18、器件和反并聯的整流二極管組成，L為交流側附加的電抗器，在PWM整流電路中是一個重要的元件，起平衡電壓、支撐無功功率和儲存能量的作用。 除必須具有輸入電感外，PWM整流器的電路結構和逆變器是一樣的。PWM整流電路基本特征整流電路基本特征能量可雙向流動功率因數可控直流側電壓穩(wěn)壓5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路兩直流電源相連電能傳遞情況圖a中E1E2， 電流從E1流向E2。E1發(fā)出功率P1=E1*I，E2接受功率P2=E2*I，電阻消耗的功率為PR=(E1-E2)*I。圖b為E2E1，則電流反向，此時E1接受功率，E2發(fā)出功率。REEI21兩交流電源相連電能傳遞情況5.5.3

19、電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 圖5-34 電壓型單相橋式PWM整流電路 按照正弦信號波和三角波相比較的方法對圖中的V1-V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端ab產生一個SPWM波uab，uab中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關的頻率很高的諧波，不含有低次諧波。 5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 圖5-34 電壓型單相橋式PWM整流電路ab.s.s.L.UUILjUuab與電網的正弦電壓us共同作用于輸入電感L上，產生正弦輸入電流is。us一定時，is幅值和相位僅由uab中基波幅值及其與us的相位差決定，通過控制整流器

20、交流側的電壓uab的幅值和相位，就可獲得所需大小和相位的輸入電流is。L在電路中承擔了平衡電壓的作用，其兩端電壓 uL=Ldis/dt=us-uab 則有 b： 超前 相角d ， 和 反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現能量正反兩個方向的流動。 c： 滯后 相角d， 超前 90，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發(fā)生器（Static Var GeneratorSVG） d：通過對 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滯后任一角度 UABsUIssUUABsUIssUUABsUIssUUABIssUa)b)c)d)d圖6-29UsULURUABIsdUsURUABIsULdUs

21、URUABIsULdUsURUABIsULa： 滯后 相角d ， 和 同相，整流狀態(tài)，功率因數為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路負載usLisV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+udC 不考慮換相過程，在任一時刻，單相電壓型PWM整流電路的四個橋臂應有兩個橋臂導通，當然為避免輸出短路，1、2橋臂不允許同時導通，3、4橋臂不允許同時導通。則有四種工作方式，根據交流側電流的方向，每種工作方式有兩種工作狀態(tài)：方式1：1、4號橋臂導通；電流為正時，VD1和VD4導通；電流為負時，V1和V4通。方式2：2、3號橋臂導通；電流為正時，V2和

22、V3導通；電流為負時，VD2和VD3通。方式3：1、3號橋臂導通；電流為正時，VD1和V3導通；電流為負時，V1和VD3通。方式4：2、4號橋臂導通；電流為正時，V2和VD4導通；電流為負時，VD2和V4通。在方式3和方式4中，交流電源被短路，依靠交流側電感限制電流。在方式1和方式2中，由于電流方向能夠改變，在不改變反電勢極性的情況下，交流側與直流側可進行雙向能量交換。5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路在電源us位于正半周時，各模式工作情況如下：方式1：1、4號橋臂導通；電流為正時，VD1和VD4導通，交流電源輸出能量，直流側吸收能量，電路處于整流狀態(tài)；電流為負時，V1和V

23、4導通；交流電源吸收能量，直流側釋放能量，處于能量反饋狀態(tài)。 dssuudtdiL5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路方式2：2、3號橋臂導通；電流為正時，V2和V3導通，交流電源和直流側都輸出能量，L儲能；電流為負時，VD2和VD3導通，交流電源和直流側都吸收能量，L釋放能量。dssuudtdiL5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路方式3：直流側與交流側無能量交換，電源被短接。電流為正時，VD1和V3導通，L儲能；電流為負時，V1和VD3導通，L釋放能量。ssudtdiL5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路方式4：直流側與交流側無能量交換

24、，電源被短接。電流為正時，V2和VD4導通，L儲能；電流為負時，VD2和V4導通，L釋放能量。 ssudtdiL5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 在方式3和方式4中，交流電源被短路，依靠交流側電感限制電流。在方式1和方式2中，由于電流方向能夠改變，交流側與直流側可進行雙向能量交換。 按同樣方法可分析us位于負半周時各模式的工作情況。采用脈寬調制方式，通過選擇適當的工作模式和工作的時間間隔，交流側的電流可以按規(guī)定的目標增大、減小和改變方向，從而可以控制交流側電流的幅值和相位，并使波形接近于正弦波。 5.5.3 電壓型橋式

25、電壓型橋式PWM整流電路整流電路 圖5-38 三相電壓型PWM整流電路5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 與單相橋式PWM整流電路相比，圖5-38所示的三相橋式PWM整流電路，應用更為廣泛。其工作原理與單相橋式PWM整流電路相似，差異在于對于單相橋式PWM整流電路，是對兩相橋臂施加幅值、頻率相等，相位相差180的正弦波調制信號，而三相橋式PWM整流電路需對三相橋臂施加幅值、頻率相等，相位相差120的正弦波調制信號。 由于每相橋臂有兩種開關模式，即上橋臂導通或下橋臂導通，故三相橋式PWM整流電路共有23=8種開關模式，用1表示上橋臂功率管或反并聯的二極管導通，0表示下橋臂功率

26、管或反并聯的二極管導通，則三相橋式PWM整流電路的開關模式如表5-17所示。5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 表5-17 三相橋式PWM整流電路開關模式開關模式12345678導通器件V1或VD1V6或VD6V2或VD2V4或VD4V3或VD3V2或VD2V1或VD1V3或VD3V2或VD2V4或VD4V6或VD6V5或VD5V1或VD1V6或VD6V5或VD5V4或VD4V3或VD3V5或VD5V1或VD1V3或VD3V5或VD5V4或VD4V6或VD6V2或VD2開關函數0010100111001011101110005.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流

27、電路 1）模式1：VD1、VD6和V2導通，電網通過VD1和VD6向負載供電；橋側線電壓ubc=0，bc兩相沿Lb和Lc短路并按圖示的電流方向流過內部環(huán)流。三相橋式PWM整流電路的運行方式較單相橋式PWM整流電路復雜，圖5-39為三相網側電流ia0、ib0時對應的8種開關模式的運行方式。5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 2）模式2：V4、V3和V2導通，直流側電容C通過V3、V4和V2向電網輸出能量。ia0、ib05.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 3）模式3：VD1、V3和V2導通，直流側電容C通過V3、V2向電網輸出能量；橋側線電壓uab=0，ab

28、兩相沿La和Lb短路并按圖示的電流方向流過內部環(huán)流。ia0、ib05.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 4）模式4：V4、VD6和VD5導通，電網通過VD5和VD6向負載供電；橋側線電壓uab=0，ab兩相沿La和Lb短路并按圖示的電流方向流過內部環(huán)流。ia0、ib05.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 5）模式5：VD1、VD6和VD5導通，電網通過VD1、VD5和VD6向負載供電。ia0、ib05.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 6）模式6：V4、V3和VD5導通，直流側電容C通過V3、V4向電網輸出能量；橋側線電壓ubc=0，bc兩

29、相沿Lb和Lc短路并按圖示的電流方向流過內部環(huán)流。ia0、ib05.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 7）模式7：VD1、V3和VD5導通，各相電網電壓經輸入電感通過每相上橋臂短路，uab=ubc=uca=0，La、Lb和Lc按圖示的電流方向流過內部環(huán)流；整流橋與負載脫離，負載電流由C放電來維持。ia0、ib05.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 8）模式8：V4、VD6和V2導通，各相電網電壓經輸入電感通過每相下橋臂短路，uab=ubc=uca=0，La、Lb和Lc按圖示的電流方向流過內部環(huán)流；整流橋與負載脫離，負載電流由C放電來維持。ia0、ib05.5

30、.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 對對PWM整流電路工作原理的進一步說明整流電路工作原理的進一步說明 整流狀態(tài)下整流狀態(tài)下uus 0時時，（V2、VD4、VD1、L）和（V3、VD1、VD4、L）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、L）為例uV2通時，us通過V2、VD4向L儲能uV2關斷時，L中的儲能通過VD1、VD4向C充電 us 0時時，（V1、VD3、VD2、L）和（V4、VD2、VD3、L）分別組成兩個升壓斬波電路負載usLisV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+udC5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路 由于是按升壓斬波電

31、路工作，如控制不當，直流側電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對器件形成威脅 另一方面，如直流側電壓過低，例如低于us的峰值，則uAB中就得不到所需的足夠高的基波電壓幅值，或uAB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制is，is波形會畸變 可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調節(jié)，如要向低調節(jié)就會使性能惡化，以至不能工作5.5.3 電壓型橋式電壓型橋式PWM整流電路整流電路三相電壓型PWM整流電路對于正弦波調制的三相PWM逆變電路來說，當調制度為1時，輸出相電壓的基波幅值為Ud/2，故三相電壓型PWM整流電路的直流電壓應大于相電壓峰值的2倍。PWM整流電路的控制方法整流