611-4磚寬輸出電壓高效率llc諧振dc變流器設(shè)計

1、1/4 磚寬輸出電壓高效率 LLC 諧振 DC-DC 變流器設(shè)計，吳新科（浙江大學(xué)電氣，浙江 杭州 310027）摘要：隨著用電設(shè)備對供電需求要求的提高，高效、高功率密度已經(jīng)成為電源模塊的發(fā)展趨勢。半橋 LLC 電路作為最常用的拓?fù)渲?，可以通過調(diào)頻實現(xiàn)寬輸出電壓范圍。要實現(xiàn)其高效率一方面需對諧振腔參數(shù)進行優(yōu)化設(shè)計；另一方面對變換器準(zhǔn)確的損耗分析才能找到正確的效率優(yōu)化方向。但由于對交流電阻等參數(shù)的經(jīng)驗預(yù)估會有偏差，會導(dǎo)致理論計算確。對半橋 LLC 電路諧振腔進行了優(yōu)化設(shè)計，提出了通過實驗對比測算來估計交流電阻的方法。：LLC 電路；磚塊電源；諧振腔設(shè)計；交流電阻1/4 Brick Wide O

2、utput Voltage High Efficiency LLC Resonant ConverterDesignJinxu(College of Electrical Engineering, Wei Qin, Xinke WuUniversity; Hangzhou China; 310027 )Abstract：With the increased need ofer supply of electrical equipment, high efficiency higher density ising a trend. As one ofwidely used topology, h

3、alf bridge LLC converter can adjust the output voltage through changing the working frequency. To achieve highefficiency, on one hand it needs to optimize the parameters of the resonant; on the other hand, accuraossysis helps to find theright way to improve efficiency. However, parameter estimation

4、may appear deviation sot the calculating results may be inaccurate. Thispr optimized the resonantand proed a measurement method to calculate acthrough experimental comparison.Keywords: LLC resonant converter；bricker module；resonantdesign；AC軟開通和軟關(guān)斷，能夠顯著減小開關(guān)損耗，利于實現(xiàn)高效率。圖 1、圖 2 分別為 LLC 半橋整流結(jié)構(gòu)簡化電路圖和主要器件的

5、電壓、電流波形圖。電路中 Vin 表示輸入直流電壓；S1、S2 分別為原邊開關(guān)管上下管； Lr、Cr 為諧振電感和諧振電容；T 為副邊是心抽頭結(jié)構(gòu)的變壓器；SR1、SR2 為副邊同步整流管；Co 為輸出濾波電容；Ro 表示負(fù)載。本文基于該電路研制了一臺額定輸入電壓 400Vdc，輸出電壓 30Vdc，輸出 20V32V 可調(diào)，輸 出功率 600W 的實驗樣機。由于副邊電流較大，副邊 采用兩個相同的電路結(jié)構(gòu)并聯(lián)的方式來減小導(dǎo)通損耗。關(guān)于 LLC 電路，針對不同的輸入輸出特性有不同的參 數(shù)設(shè)計與優(yōu)化方案3-5，比如輸出寬范圍或者輸入寬 范圍等不同場合。本文主要分為三個部分，第一部分主要講針對寬輸出

6、電壓范圍時諧振腔參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計；引言隨著用電設(shè)備能耗的增長，其對供電模塊的要求也越來越高，為了滿足高效和高功率密度的要求，供電模塊的小型化、高頻化已成為趨勢1。頻率升高時開關(guān)損耗會隨之增加，為提高效率，各種軟開關(guān)電路已成為高頻電路里的常用拓?fù)洹LC 電路作為一種軟開關(guān)電路被廣泛應(yīng)用，因為它能夠?qū)崿F(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)的原邊開關(guān)管的零電壓開關(guān)和副邊同步整流管的零電流開關(guān)2。本文所研究的電路結(jié)構(gòu)原邊采用 LLC 半橋整流結(jié)構(gòu)，副邊采用中心抽頭的整流結(jié)構(gòu)，拓?fù)浜唵?，使用器件少，利于實現(xiàn)高功率密度；通過合理設(shè)計 LLC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能夠在全負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊開關(guān)的的軟開通（ZVS-on）和小電流關(guān)斷，同時副邊整

7、流管能夠?qū)崿F(xiàn)第二部分主要是結(jié)合實驗實測波形及數(shù)據(jù)對整機電路的損耗分析；第三部分中實驗結(jié)果對設(shè)計和分析思路進行了驗證。最后對文章所做的工作進行了總結(jié)。同步整流管的散熱性能，本文實驗中采用了“原-副-副-原”的結(jié)構(gòu)方案。S1SR1LrT+Vin-LmS2CrSR2圖 1 半橋 LLC 電路原理簡圖圖 3 繞組結(jié)構(gòu)和磁動勢（MMF）分布圖1.2 諧振腔參數(shù)設(shè)計 勵磁電感 Lm 的計算：電路頻率確定以后，要實現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓（ZVS）開通，需要在上下兩管開關(guān)信號的的死區(qū)時間（）內(nèi)完成對原邊開關(guān)管結(jié)電容的以及副邊同步整流管（SR）折算到原邊的結(jié)電容充放電7,由于副邊 SR 結(jié)電容折算到原邊后大大減小

8、，其影響可以近似忽略，因此在勵磁電感 Lm 的計算時僅考慮原邊開關(guān) 管的結(jié)電容。在確定的死區(qū)時間內(nèi)恰好實現(xiàn)軟開關(guān)時，有：圖 2 電路主要波形圖1 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計1.1 變壓器設(shè)計LLC 電路變壓器變比（原邊比副邊）：Vinn =2 Vo由于 Vin=400V，典型輸出電壓 Vo=30V，可解得 n=6.67。為兼顧高效、高功率密度的要求，樣機頻率 定于 200kHz，變壓器磁芯尺寸選擇 EC29.5。為了避免 副邊導(dǎo)通損耗太大，變壓器的匝數(shù)不能取太多，取副 邊匝數(shù) NS2=2，原邊匝數(shù)NS1=13，即實際匝比為 13:2:2。由于鄰近效應(yīng)，變壓器繞組在流過交流電流時等效電阻會變大，為減小變壓器繞

9、組的交流損耗，需要減小變壓器繞組的鄰近效應(yīng)。通過合理的繞組交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)，會使繞組位置磁動勢峰值越小，磁動勢分布更加均勻，鄰近效應(yīng)的影響會有效減小6，因此設(shè)計時交錯并聯(lián)的效果越好交流系數(shù)會越小。圖 3 為三種不同繞組結(jié)構(gòu)的平面圖及磁動勢（MMF）分布圖。從圖中可以看出，“原-副-原-副-原”繞組放置結(jié)構(gòu)磁動勢幅值更小，分布更均勻，交錯效果更好，理論上繞組交流電阻更小。但考慮到制作工藝的復(fù)雜度及副邊n Vo ( Lm =2 tdead) tdead4 Cotr 其中: n為變壓器變比，Vo 為額定輸出電壓，為開關(guān)周期，tdead為上下管驅(qū)動信號的死區(qū)時間，Cotr為原邊開關(guān)管的等效輸出結(jié)電容。本實

10、驗中開關(guān)頻率 fs 為 200kHz，死區(qū)時間tdead取250ns，根據(jù)可以得到所用原邊開關(guān)管的等效輸出結(jié)電容為 641pF，大體可計算得到 Lm=110uH。勵磁電感 Lm 確定之后，只要再確定 Lr，根據(jù)諧振頻率就可以求得諧振電容Cr 的大小。圖 4 和圖 5 是用來大致確定諧振電感 Lr 的曲線圖。圖 4 中Q 為諧振腔品質(zhì)因數(shù)，m 為勵磁電感 Lm 與諧振電感 Lr 的比值，該圖表用來尋找滿足增益條件的 m 的值。勵磁電感 Lm確定后品質(zhì)因數(shù) Q 與 m 的關(guān)系確定，二者一一對應(yīng)，CoRo可以在圖中畫出一條曲線。而圖中兩個分界面的交線2 結(jié)合實驗數(shù)據(jù)的損耗分析本部分基本上通過實驗對比

11、測量的方法，根據(jù)電壓電流波形，計算各個元器件的損耗。2.1 原邊 MOS 管損耗在設(shè)計為 30V 輸出時，死區(qū)時間恰好設(shè)定在能夠使原邊開關(guān)管實現(xiàn) ZVS 的時刻，因此原邊開關(guān)管體二極管的導(dǎo)通損耗和反向恢復(fù)損耗可以忽略，實驗測試波形如圖 6。是通過仿真仿真得到的，分界線上的點對應(yīng)電路固定的最大增益值5。仿真分析可以知道，該分界線左下方的平面是能夠滿足電路最大增益的區(qū)域，因此勵磁電感 Lm 確定的關(guān)系曲線上位于該區(qū)域內(nèi)的線段是能夠滿足最大增益的，其對應(yīng)的 Q 和 m 的組合就是滿足增益范圍的可選的參數(shù)。m 的范圍確定后，即相當(dāng)于得到了可選擇的諧振電感 Lr 的取值范圍，從圖中可以近似讀出，應(yīng)滿足m

12、 2.2。m 取值越大，外加諧振電感越小，諧振電感上的損耗也隨之減??；但由理論計算得到的圖 5 可知，隨著 m 的增大，相同的調(diào)壓范圍所需要的調(diào)頻范圍更寬，為了盡量減小諧振電感的損耗，又不使輸出電壓降低時調(diào)頻的范圍過寬，根據(jù)控制器和其它電路條件實驗中取m = 6。/Q = m = 圖 6 原邊開關(guān)管 Vds 電壓及驅(qū)動波形圖因此導(dǎo)通損耗可以近似看作 MOS 管溝的道導(dǎo)通損耗：其中：為基波等效之后折算到原邊的負(fù)載電阻，2Rac = 8 2_ = 2 1_其中：_為原邊電流有效值，為原邊開關(guān)管的導(dǎo)通電阻，1為溝道電阻的溫度系數(shù)。由于原邊開關(guān)管是零電壓開通，不會造成損耗；關(guān)斷時雖然以小電流關(guān)斷，但關(guān)

13、斷電壓為輸入電壓，會有一定的關(guān)斷損耗：1_off = 2 ( + ) Vin _ 其中：、分別為關(guān)斷時刻電壓上升時間和電圖 4 品質(zhì)因數(shù) Q 與 m（Lm/Lr）的關(guān)系流下降時間，Vin 為輸入電壓，為關(guān)斷時刻電流_值，為開關(guān)頻率。2.2 外加諧振電感 Lr 損耗電感的損耗分為銅損和磁損兩部分，磁損的計算直接通過查找磁材料的然后再與磁芯體積相乘：得到體積的磁損，core_Lr = _ 其中：_為電感工作時為電感的磁芯體積。體積的磁損，圖 5 相同 peak 增益下不同 m 與增系諧振電感的銅損根據(jù)焦耳定律計算：耗和溝道導(dǎo)通的損耗兩部分。頻率提高體二極管con_Lr = 2_損耗所占會增大，尤其

14、是在副邊輸出電流比較大_其中：_ 為外加諧振電感的交流電阻通常_的確定是由直流電阻再乘以相應(yīng)的交流系數(shù)來得到。但是大多數(shù)情況下該系數(shù)的選擇往往是根據(jù)經(jīng)驗值來取，具有一定的盲目性。本文通過對比實驗實際測試的方法大致確定其交流電阻，具體做法是:在磁芯、感量、匝數(shù)均不變的情況下，改變電感的線徑來對比測試損耗差異。實際實驗中使用的為 0.1mmx40 股的漆包線，假定在額定工作條件下其交流電阻為_ ，那么當(dāng)減小線徑為原來的一半（0.1mmx20 股）的時候，其交流電阻應(yīng)變?yōu)樵瓉淼膬杀叮? _ 。兩種情況下的樣機損耗差異為，則 到交流電阻為：的情況下，SR 體二極管的導(dǎo)通損耗不能忽略。圖 8 為常見的

15、模擬的 SR 控制的控制邏輯，值得注意的是，此種檢測 SR 兩端Vds 電壓的控制，Vds 采樣的PCB 走線回路一定要盡量靠近管子的引腳，采樣回路盡量小。實際實驗中，通常的體二極管的開通延時會比里要大一些，圖 9 為實測的 SR 的波形。SR 的溝道導(dǎo)通損耗為：_ = _ 其中：_為一個耗，具體為：2SR 的溝道的能量損1( )2 _ 2 _ = 4 12SR 的體二極管導(dǎo)通損耗為： _ = 2= _圖 7 為實際測得的外加諧振電感的交流電阻，由于測試存在誤差，故_ 取數(shù)據(jù)的平均值。其中：_為一個周期內(nèi) SR 的體二極管的能量損耗，具體為：1 13 1_ = 4 () + ( ) 2202圖

16、 7 實驗測算得到的交流電阻2.3 副邊同步整流管（SR）損耗副邊使用 MOS 管代替二極管整流時，可以大大減小該部分損耗。在 SR 驅(qū)動信號的控制上，常見的模擬通常通過檢測 SR 兩端電壓 Vds 的方式給定：當(dāng)圖 8 常見SR 控制的驅(qū)動邏輯圖體二極管導(dǎo)通后，后驅(qū)動信號變?yōu)?流快減小到零時，檢測到Vds 電壓超過一定閾值，溝道道通；當(dāng)流過 MOS 管電檢測到另一電壓閾值，給出關(guān)斷信號。但是為了防止電流反流，會在體二極管導(dǎo)通后延時一定時間后再給開通信號，關(guān)斷信號也在電流過零前給定。因此 SR 的損耗由體二極管導(dǎo)通的損圖 9 滿載（20A）時 SR 兩端的 Vds 波形2.4 變壓器損耗變壓器

17、磁損的計算使用與諧振電感磁損計算相同的方法近似估算，均通過查里的磁損曲線得到體積的磁損，然后再乘以磁芯體積得到：core_T = _ 其中：_為變壓器器磁芯體積。變壓器原邊銅損：體積的磁損，為變壓圖 11 額定點滿載輸出時關(guān)鍵器件損耗3 實驗驗證本部分中對樣機進行了實測驗證，在優(yōu)化設(shè)計的額定點達到了 98%的峰值效率；寬電壓范圍輸出的效率也進行了實驗測試。表 1 為樣機關(guān)鍵參數(shù)表。T_pri = 2_其中：_為變壓器原邊繞組的交流電阻，由于原邊也為多股線，_可根據(jù)外加電感繞組的交流電阻近似估算得到。由于變壓器副邊為兩組完全相同的結(jié)構(gòu)并聯(lián)，其副邊銅損為：1)2 T_sec = 2 ( _2表 1

18、 實驗樣機關(guān)鍵參數(shù)因?qū)嶒炛须娏鞑ㄐ螘行┰S不對稱其中：_為副邊電流有效值，_為單塊副邊PCB 繞組的交流電阻。副邊繞組交流電阻_通過實驗對測的方式得到，具體做法為：變壓器副邊及輸出的整流結(jié)構(gòu)為完全相同的中心抽頭結(jié)構(gòu)并聯(lián)，假定單塊板副邊繞組的交流電阻為_，單塊板測試和兩塊板測試損耗時可以得到二者的損耗差值,該差值理論上包含副邊繞組銅損變化和 SR 損耗變化兩部分。經(jīng)過數(shù)據(jù)處理可得到：、副邊并聯(lián)的同步整流板也存在稍微的阻抗偏差，計算損耗與實驗測試損耗有少許差距；圖 12 為實驗樣機在額定輸出電壓點（30V）的效率曲線，最高效率點效率為 98%（不含輔助供電），出現(xiàn)在半載左右；圖 13 為輸出電壓調(diào)

19、節(jié)時的效率曲線。圖 14 為 1/4 磚尺寸的實驗樣機。2 _ =2_圖10 為根據(jù)實驗數(shù)據(jù)計算得到的變壓器副邊繞組的交流電阻，由于測試存在誤差，故_ 取數(shù)據(jù)的平均值。圖 12 額定點實測效率曲線圖 10 實驗測算得到的副邊 PCB 繞組的交流電阻FrLrCrLmInputvoltageOutputvoltage200kHz17uH34.7nF110uH400V2032VConference and Exition, 2002.c 2002. Seventeenth IEEE.IEEE Xplore, 2002:1108-1112 vol.2.3 Lin R L, Lin C W. Desig

20、n criteria for resonantof LLCDC-DC resonant converterC/ IECON 2010 -, Conference onIEEE Industrial Electronics Society. IEEE, 2010:427-432.4 Choi H.ysis and Design of LLC Resonant Converter withegrated TransformerC/ App der Electronics Conference,圖 13 輸出調(diào)壓時滿載（20A）時效率曲線c 2007 - Twenty Second IEEE. IE

21、EE Xplore, 2007:1630-1635.5 Lu B, Liu W, Liang Y, et al. Optimal design methodology forLLC resonant converterC/ IEEE. IEEE Xplore, 2006:6 pp.6 Dowell P L. Effects of eddy currentsransformer windingsJ.Proceedings of the Institution of Electrical Engineers, 1966,113(8):1387-1394.7 Zhang W, Wang F, Costinett D, et al. Investigation of GalliumNitride Deviin High Frequency LLC Resonant ConverterJ.圖 14 實驗樣機（1/4 磚）IEEE Tranions oner Electronics, 2