混頻器電路形式

1、2.2.1混頻器最基本電路形式單端混頻器一般的單端混頻器的最基本特征是只有一個(gè)二極管，基本電路形式包括射頻與本振的功率混合電路、阻抗匹配電路、混頻二極管、射頻本振短路枝節(jié)和中頻低通濾波器電路，如圖2.2-3所示。圖2.2-3單端混頻器射頻信號從耦合器一端進(jìn)入，本振從另一端口輸入，本振到射頻的隔離度由耦合器的兩端口隔離度決定，耦合過緊會造成本振與射頻信號的相互泄漏，耦合過松雖提高了端口隔離度，但本振的輸入功率必須增大，因此一般情況下耦合器的耦合度在10dB左右。射頻信號部分損耗在耦合器隔離端的匹配負(fù)載上，后經(jīng)阻抗匹配電路與本振同時(shí)進(jìn)入二極管，阻抗匹配電路可以用人/4阻抗變換器實(shí)現(xiàn)(T2段)，也可

2、以用枝節(jié)匹配器實(shí)現(xiàn)，T1段為相移段，主要實(shí)現(xiàn)將端口阻抗由二極管的復(fù)數(shù)變成實(shí)數(shù)，T3段起到射頻短路的作用，將除中頻信號外的頻率反射回二極管繼續(xù)參與混頻，并抑制了射頻向中頻的泄漏，與后面的低通濾波器起到了相同的作用。同時(shí)電路中的有一段射頻的人/4短路線作為直流回路線短路二極管產(chǎn)生的直流分量。單端混頻器由于結(jié)構(gòu)簡單，制作成本低廉，在早期的混頻電路中經(jīng)常被采用。單平衡混頻器單平衡混頻器是采用反向接入的兩個(gè)二極管產(chǎn)生混頻，如圖2.2-4a、b,本振到射頻的隔離度有電橋決定，可以是3dB支線耦合器（1、2端口隔離），也可以是180環(huán)形電橋（1、3端口隔離）。由于二極管的反接，即使得混頻產(chǎn)生的直流分量能在兩

3、個(gè)二極管內(nèi)部流動(dòng)，又使得所輸出的中頻電流能同向疊加，而由本振噪聲產(chǎn)生的中頻分量反向抵消，可以用下面的推導(dǎo)解釋。圖噪聲產(chǎn)生的中頻分量反向抵消，可以用下面的推導(dǎo)解釋。4a單平衡混頻器（3dB支線耦合器）圈一.2步單平衡混頻器（環(huán)行器）對于圖2.2-4a，D1管的射頻信號VS1和本振信號VL1分別為:=VC0S（3t+）s1ss2=VC0S（3t+兀）L1LL（2.2-8）iD1=Vs1*（2.2-8）iD1=Vs1*g+2工g0nm=1cosn（3t+兀）=L兀Vcos（3t+）gss20+Egcosn（3t+兀）nLm=1=gVcos（3t+）+Vgcos3-3）t一+cos3+3）t一一TOC

4、 o 1-5 h z0ss2s1sL2sL2兀、Vcosn（3t+兀）L+2cosn（3t+兀）Lss2n-2m=-2則D1產(chǎn)生的中頻電流=Vgcos3-311s1sLD2管的射頻信號VS2和本振信號VL2分別為：V=Vcos（3t+兀+兀）=Vcos3ts2ssss兀兀、（2.2-9）V=Vcos（3t+兀）=Vcos（3t一）L2LL2LL2混頻產(chǎn)生的信號iD2為：i混頻產(chǎn)生的信號iD2為：i=V*g+2gcosn(3t-D2s10nLm=1=VC0S3tg+2苫ss0m=1兀gcosn(3t-)nL2兀兀=gVcos(3t)+Vgcos3-3)t+cos(3+3)t-ss0sss1sL2

5、ss+2+2Vcost).兀、gcosn(3t-)nL2八、，兀I八、，兀I-3)t+l2向疊加，為最后總的輸出中頻電流同則D1產(chǎn)生的中頻電湎=Vgcos(312s1s兀i=i-i=2*Vgcos3-3)t+一，類似的可以推出本振噪聲2s1sL2產(chǎn)生的中頻信號是反向抵消的。對于環(huán)形電橋的單平衡混頻器也可以推出相同的結(jié)果。(3)雙平衡混頻器前面所述的單端、單平衡混頻器由于都有和頻率有關(guān)的電橋、匹配枝節(jié)、直流回路，所以能實(shí)現(xiàn)的帶寬較窄，而雙平衡混頻器的結(jié)構(gòu)使用了兩個(gè)平衡到不平衡的變換來代替功率混合電路和高低頻旁路短截線，即能保證射頻本振間的良好隔離，又有很寬的頻段，通?？蛇_(dá)倍頻程以上，而且管對首尾

6、相接構(gòu)成了一個(gè)直流回路，不需要外接進(jìn)而簡化了電路的復(fù)雜程度。中頻信號有本振巴倫的次級抽頭引出，設(shè)射頻信號為Vscos3st,本振信號為VLcos3Lt，則有：圖2.2-5雙平衡混頻器D1：i=L112cos（3圖2.2-5雙平衡混頻器D1：i=L112cos（3t+兀）g+2gcosn（3t+兀）0nn=1D2:=s=cos（3t）g21s十2gcosn（3t+兀）nLn=1D:i33V、V-s=cos（3t）g+乙2g12s0n=1cos（n3t）LD4:i=scrcOS（3t+兀）g2s0十2gcos（n3t）nLn=1則最后中頻輸出電流為：i=i+ii+iTOC o 1-5 h z123

7、4j=-4、2（gVcos3tcos3t+gVcos3tcos33t+.1ssL3ssL=-2v2V（gcos（3-3）t+gcos（3+3）t+.s1sL1sL即說明總的輸出中頻電流只含有m3s土naL頻率分量（m、n為奇數(shù)），而所有的偶次諧波的和差分量均被抑制，所以有相對較低的變頻損耗，管堆含有四個(gè)二極管，相對單雙平衡結(jié)構(gòu)有較大的動(dòng)態(tài)范圍，但同時(shí)也需要較大的本振驅(qū)動(dòng)功率。2.2.2X波段諧波混頻器的方案選擇及設(shè)計(jì)實(shí)例諧波混頻器的最大優(yōu)點(diǎn)是能使用較低頻率的本振獲得較低頻率的中頻（下變頻）或獲得較高頻率的射頻信號（上變頻）1718，諧波混頻器做下變頻在毫米波頻段很常見，在X波段的一些特殊的場合

8、也得到了廣泛的應(yīng)用（如在鎖相環(huán)中的反饋回路利用諧波混頻器降低N分頻比，提高相噪性能）。較為關(guān)心的指標(biāo)是工作頻率和帶寬、噪聲系數(shù)、變頻損耗、雜散抑制度、端口隔離度、本振驅(qū)動(dòng)電平、鏡頻抑制度等。諧波混頻器用作上變頻的時(shí)候有優(yōu)勢也有劣勢，根據(jù)需要取舍。優(yōu)勢在于較低的本振比較好實(shí)現(xiàn)而且離射頻信號較遠(yuǎn)，比較好濾除；劣勢在于需要較高的本振驅(qū)動(dòng)功率，而且產(chǎn)生的頻譜很豐富，有些頻譜離射頻很近，較難抑制。最常使用在上變頻器中的器件有變?nèi)莨堋㈦A躍管、肖特基管和FET,FET做上變頻較為常見的兩種方式是柵極上變頻（本振從柵極輸入）和漏級上變頻（本振從漏級輸入），這兩種方式的直流工作點(diǎn)均選在柵極的夾斷點(diǎn)附近。分別利用

9、了FET的Id-Vg非線性關(guān)系和Id-Vd非線性關(guān)系，前者由于有較高的本振隔離度所以較常采用。較為關(guān)心的指標(biāo)是變頻損耗和雜散抑制度等。本文采用反向并聯(lián)肖特基管對設(shè)計(jì)該諧波混頻器，這種結(jié)構(gòu)在偶次諧波混頻器中很常見，其原理很簡單，如果輸入兩個(gè)端口的頻率分別為f1和f2,則管對輸出端的頻率分量僅有mf1土比2，且m+n為奇數(shù)，對于下變頻僅有mfLO土fRF，且m為偶數(shù)。本文設(shè)計(jì)的濾波器基本指標(biāo)為：中心頻率10GHz，帶寬500MHz，本振諧波次數(shù)為4，需要得到中頻0.75-1.25GHz，要求變頻損耗15dB，雜散抑制度60dBc。采用RogersDuriod6010基板，r=10.2,厚為0.63

10、5mm。采用MACOM的肖特基反向并聯(lián)管對MA4E2508。由于四次諧波混頻的損耗較大，為達(dá)到15dB的指標(biāo)要求，采用單平衡結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，管對輸入端的兩個(gè)并聯(lián)入/4開路枝節(jié)分別對中頻和射頻短路，輸出端的兩個(gè)開路枝節(jié)分別為本振和3倍本振頻率短路，為保證射頻、本振和射頻的相互隔離在輸入端口加入濾波器，如圖2.2-6a、b所示，中頻低通濾波器采用集總參數(shù)電容電感搭配。ADS的原理圖仿真如圖2.2-7所示。圖2.2-6a本振2.25GHz濾波器圖圖2.2-6a本振2.25GHz濾波器圖2.2-7混頻器ADS的原理圖采用諧波平衡法仿真，射頻為9.75-10.25GHz,中頻為0.75-1.25GHz時(shí)的變頻

11、損耗如圖2.2-8所示，在工作帶寬內(nèi)的損耗大約在12-14dB左右。在射頻頻率為10GHz，射頻功率為-10dBm時(shí)，變頻損耗隨本振驅(qū)動(dòng)功率變化如圖2.2-9所示，當(dāng)PL(=13dBm時(shí)變頻損耗最小。射頻為9.8GHz和10GHz時(shí)的輸出頻譜如圖2.2-10a、b所示(PRF=-10dBm),Layout如圖2.2-11所示。9.79.89.910.010.110.210.389RFfreq9.79.89.910.010.110.210.389RFfreq圖2.2-8變頻損耗隨射頻頻率變化Power_LO圖2.2-9變頻損耗隨本振功率變化-50m1：req=800.0MHzm2：req=2.250GHzm1m2freq=1000.MHzfreq=2.250GHzdBm(Vif)=-2225dldBm(