開關(guān)電源硬件電路設(shè)計

第4章開關(guān)電源硬件電路設(shè)計開關(guān)電源的硬件電路分為主電路和控制電路兩大部分。主電路設(shè)計建立在開關(guān)電源理論分析基礎(chǔ)之上，本文設(shè)計研制了500W數(shù)控開關(guān)電源，主電路采用ZVZCS移相全橋拓撲，原理圖如圖4.1所示。其基本技術(shù)指標(biāo)為：⑴交流110±20%V輸入(2)額定輸出電壓為24V(3)最大輸出電流為20A(4)滿載效率大于90%(5)電壓紋波小于1%圖4.1開關(guān)電源主電路原理圖高頻變壓器設(shè)計當(dāng)輸入110V單相交流電時，經(jīng)橋式整流和濾波后的直流電壓為:Vn=0.9x1.2xU.(1±20%)=95~143V(4-1)設(shè)計輸出電壓為24V，開關(guān)頻率采用50kHz，則周期為20以，上下管死區(qū)時間設(shè)為2聯(lián)，，則實現(xiàn)ZVZCS的最大占空比可表示為：Dmax=T^2=09(4-2)

maxt設(shè)變壓器副邊與原邊的變比為n，則滿足：nV.=UO-=30V(4-3)

nDmax30n= =0.28(4-4)Vin(min)考慮元器件損耗，將變比整定為：n=N=1:3(4-5)N1變壓器磁芯選擇EE65型鐵氧體，磁芯有效截面積為：&=535mm2，窗口面積為：『575mm2，最大工作磁密取器=0.15T,則變壓器原邊匝數(shù)為:N=匕-皿油= 143 =9(匝)(4-6)p4fs：3mAe4x50x103x0.15x535x10—6副邊匝數(shù)為：Ns=nxNp=3(匝)(4-7)副邊電流有效值為：Is=16.7A (4-8)則原邊電流有效值為：I=I—2=5.6A(4-9)psN1選取導(dǎo)線電流密度為：J=2.5A/mm2(4-10)則原邊導(dǎo)線的截面積為：S「=-Jp=2.24mm2(4-11)副邊導(dǎo)線的截面積為：Ss=J=6.68mm2(4-12)4.1.2高頻電感設(shè)計設(shè)計額定輸出電流為16.7A，則在一個周期內(nèi)電感電流允許波動的峰峰值為:M(max)=16.7x20%=3.34A (4-13)副邊電壓最大值為：UT(max)=3Vn(max)=48V (4-14)額定輸出電壓Uo=24V，由于最大占空比為0.8,則電感電流上升時間為：At=-TxD=-Tx-^-o-=5us (4-15)2 UT因此所需高頻電感的大小為：L=*-U)At=36HH(4-16)AI/ 、o(max)超前臂并聯(lián)電容計算超前臂并聯(lián)電容通過充放電來實現(xiàn)超前臂開關(guān)管的ZVS。當(dāng)電源輸出額定功率時，輸入電流為：

I.in400VI.in400VinDmax119X口8=4.2A(4-17)為了滿足超前臂開關(guān)管的ZVS,則在死區(qū)時間2gs內(nèi)需實現(xiàn)電容的快速充放電，此時需滿足:9=0.035rF(4-18)2V.in實際選取時應(yīng)考慮開關(guān)管寄生電容以及隔直電容對超前臂ZVS工作狀態(tài)的影響［8］。隔直電容的計算原邊加入隔直電容的目的是為了防止變壓器直流偏磁造成磁通不平衡，從而引起變壓器飽和。設(shè)隔直電容兩端允許的電壓波動峰峰值為Upp=10V，開關(guān)頻率為fs=50kHz，當(dāng)C_Iin(max)"max

1—2C_Iin(max)"max

1—2f△Upp—6,7X0,8—=5.36rF (4-19)2x50x103x10輔助網(wǎng)絡(luò)箝位電容的選取箝位電容的存在使得原邊電流加速下降，以達到快速復(fù)位的狀態(tài)，為滯后臂實現(xiàn)ZCS提供條件。由上一章分析可以得到箝位電容兩端最高電壓為：VCc=2(n^-匕)(4-2。)當(dāng)電源啟動時，V=0，此時:VCc=2〃匕=96V(4-21)因此箝位電容耐壓值應(yīng)大于96V，箝位電容值越大，原邊電流復(fù)位越快，但是電流復(fù)位過快對于超前臂的ZVS實現(xiàn)不利。綜合以上分析，結(jié)合實驗調(diào)試，最終選取的箝位電容cC為120nF/200V的CBB無感電容。4.2控制電路設(shè)計控制芯片DSPIC30F2020簡介［9］DSPIC30F2020是Microchip公司專為電源控制所設(shè)計的一種16位數(shù)字信號控制器(DSC)o它采用哈佛架構(gòu)，含有一個16位CPU和一個DSP內(nèi)核，速度最大可達到30MIPS；另外包括12K的片內(nèi)Flash程序空間、512B的片內(nèi)RAM,32個中斷源，其中3個是外部中斷，有一路全雙工的UART功能模塊、一個同步串行SPI功能模塊、一個I2C串行通信模塊，片內(nèi)有一個8通道的A/D轉(zhuǎn)換器，工作在10位模式，有3個16位定時器/計數(shù)器，4個16位輸人捕捉單元，4個PWM發(fā)生器共有8路PWM波形輸出。DSPIC30F2020片內(nèi)PWM模塊是其設(shè)計特色之一，PWM模塊共有4個PWM發(fā)生器。每個PWM發(fā)生器輸出兩路PWM波，分別為PWMxL和PWMxH(其中x=1,2,3,4),同一個PWM發(fā)生器的兩路PWM波可以配置成互補(Complementary)輸出、推挽(Push-Pull)輸出和獨立多相(Multi-Phase)輸出。兩個PWM發(fā)生器的PWM之間可以配置成移相(VariablePhase)輸出或獨立多相輸出，配置成移相輸出時，各PWM發(fā)生器必須工作在主時基模式下。PWM模塊有兩個共用的可編程的外部故障輸人(SFLTx),各PWM發(fā)生器有一個各自獨立的外部故障輸人(IFLTx),可以在外部故障輸人引腳高電平有效時通過編程實現(xiàn)對PWM輸出的改寫，這一功能可以應(yīng)用到開關(guān)電源的故障保護，即將開關(guān)電源的故障信號接到SFLTx引腳，當(dāng)開關(guān)電源故障時，SFLTx引腳高電平有效，通過編程將PWM輸出都改寫成低電平，閉鎖PWM輸出。每個PWM發(fā)生器既可以工作在共用的主時基和主占空比模式下，又可以工作在各自獨立的時基和占空比模式下，PWM模塊工作在主時基模式下時，4個PWM發(fā)生器的PWM周期都由寄存器PTPER確定，各PWM發(fā)生器的寄存器PHASEx用來確定兩個PWM發(fā)生器的PWM信號的移相相位，工作在獨立時基模式時，各PWM發(fā)生器的PWM周期由各自的寄存器PHASEx確定。PWM模塊工作在主占空比模式下時，4個PWM發(fā)生器的PWM占空比都由寄存器MDC確定，工作在獨立占空比模式時，各PWM發(fā)生器的PWM占空比由各自的占空比寄存器PDCx確定。所以PWM模塊可以靈活控制，適用于不同拓撲和不同控制要求的開關(guān)電源。在運算速度為30MIPS時占空比分辨率可達到1.05ns，死區(qū)時間和移相分辨率可達4.2ns。dsPIC30F2020的A/D模塊是10位的，共有12路采樣通道，其中AN0，AN2，AN4，AN6通道具有各自獨立的采樣保持器，其他通道共用一個采樣保持器。它的采樣都是成對的，相鄰的兩個通道為一對，例如(AN0，AN.為一對，一對通道同時采樣，在電源控制中，這種特性可以用來同時采樣電壓和電流，這樣可以減少控制環(huán)的相位滯后，A/D模塊有多種觸發(fā)啟動方式，在電源控制中最常用的就是PWM觸發(fā)啟動A/D采樣，A/D采樣頻率可編程，在PWM周期內(nèi)采樣時刻可編程。dsPIC30F2020的開關(guān)電源比較器模塊(SMPSComparatorModule)可以實時地監(jiān)測電壓和電流的瞬時值，并與給定值進行比較，比較器的輸出可編程為閉鎖PWM，這為開關(guān)電源的過壓、過流保護提供了方便，減少了CPU的負荷?？刂圃韺τ谝葡嗳珮駾C/DC變換器，控制其超前臂與滯后臂之間的移相角，就可以控制變壓器電壓的占空比，從而控制輸出電壓。通過檢測輸出電壓和電流與給定值進行PID調(diào)節(jié)，將結(jié)果傳遞給被控量，從而實現(xiàn)對被控量的調(diào)節(jié)。采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，將電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為電流調(diào)節(jié)器的基準(zhǔn)，控制框圖如圖4.2所示。4.2.3原理圖剖析(1)單片機系統(tǒng)

以DSPIC30F2020為核心的單片機系統(tǒng)原理圖如圖4.3所示。其中單片機的復(fù)位采用內(nèi)部上電復(fù)位，CPU時鐘由內(nèi)部快速RC振蕩器(FRC)提供。力、JP2分別為+5V和+15￥的直流源，為控制電路提供工作電源，口是保護用晶體管，配合單片機的共享故障輸入引腳SFLT1實現(xiàn)控制系統(tǒng)的故障保護，JP5是Debug編程輸入口，可通過燒寫器直接對單片機進行程序燒錄。ContiolUoitAVDDDSP[G3OF2O2OMCLRAN閥kFlB/CN，匿I PWM1UFE0I佻MPINCt小樂B3 PWMIH-FELContiolUoitAVDDDSP[G3OF2O2OMCLRAN閥kFlB/CN，匿I PWM1UFE0I佻MPINCt小樂B3 PWMIH-FEL斑inCNFHlCMPWCHS/Rfiji PWM2bRE2如利町kF久篇FWM出即AHS6F2m(P皿印樂B5 PWM3DFE4V￡S PWlH-REi田IMCMP黨匯MMdVOgmCLKmti 如口ANT心NF禮化MP4&O戰(zhàn)2/CLKSRB7 VSSPGDl/EMUDLTMO幽RT2CK75AT為CNLjRETPG口EMJC忐口U田DA/U1RXHF孑PGCLjEMUCLiEXTREF2WIuHL/TlCKAJ bSCUU]TX-RF?VDD SFLTMNTiyOCTLTNRWPGDI/EMUTQSCKL"FLT3/OC2nNT?TF6PCrC2/EK(CJC2/ncl/SFLTI71CIJPPi：i茂百依與用序FGCLTPGDT?~即LTIGNjh.PWP.1LL~P1'FWMLHFWWL「二」匕十5V圖4.3以DSPIC30F2020為核心的單片機系統(tǒng)(2)驅(qū)動電路本設(shè)計選用IGBT作為開關(guān)管，根據(jù)IGBT的特性，對其驅(qū)動電路的設(shè)計應(yīng)滿足以下幾點要求:①由于IGBT是容性輸入阻抗，對門極電荷聚集非常敏感，因此驅(qū)動電路要保證有一條低阻抗的放電回路。②為了減小IGBT的開關(guān)損耗，必須保證門極驅(qū)動電壓有足夠陡峭的邊沿，同時驅(qū)動源應(yīng)該具有足夠的功率避免IGBT因退飽和而損壞。③門極正向驅(qū)動電壓選取+15V左右最佳，一般不能超過+18V，同時應(yīng)保證有足夠的負電壓以迅速關(guān)斷IGBT。④應(yīng)實現(xiàn)驅(qū)動電路與主電路的嚴(yán)格隔離。⑤驅(qū)動電路應(yīng)有效實用，并且具有較強的抗干擾能力，同時具有對IGBT的保護功能。鑒于以上分析，采用高頻晶體管作為開關(guān)管將+5V的PWM波形轉(zhuǎn)化為+15V，其中加入了反向抽流電路以幫助開關(guān)管快速關(guān)斷，最大程度減少信號的延遲，單片機設(shè)置為負死區(qū)時間，+15VPWM驅(qū)動波經(jīng)過一級推挽實現(xiàn)功率放大，再經(jīng)過隔離變壓器隔離驅(qū)動IGBT，原理圖如圖4.4所示(隔離變壓器采用國產(chǎn)TX-KD301，圖示出超前臂驅(qū)動電路，滯后臂驅(qū)動電路與超前臂相同)。

JTfi□um且YtD&v1 。1^3LN,C19YtlbrnLED4LED3-JTfi□um且YtD&v1 。1^3LN,C19YtlbrnLED4LED3-I卜C20圖4.4驅(qū)動電路原理圖TX-ECDSOLPWWLHPWMLL5HD產(chǎn)；&DUT+國RJT+XGUT-AUIONDBENBOUT.BOUT1-檢測電路通過電阻分壓和線性光耦隔離實現(xiàn)對輸出電壓的檢測，電流檢測采用毫歐電阻采樣、運放放大、線性光耦隔離的組合方式以實現(xiàn)低成本的檢測回路。電壓檢測信號輸入至單片機的AN0