三相三線制并聯(lián)型有源電力濾波器的設(shè)計(jì)與研究

三相三線制并聯(lián)型有源電力濾波器的設(shè)計(jì)與研究摘要隨著現(xiàn)代工業(yè)技術(shù)的發(fā)展，電力系統(tǒng)中非線性負(fù)荷大量增加。各種非線性和時(shí)性電子裝置大規(guī)模地應(yīng)用，造成電能質(zhì)量惡化。電力有源濾波器以其優(yōu)越的補(bǔ)償性能，已成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一。而其中并聯(lián)型有源電力濾波器過去和將來都將占據(jù)重要地位。本文重點(diǎn)研究三相三線制并聯(lián)電壓型有源電力濾波器。有源電力濾波器的兩大關(guān)鍵技術(shù)是諧波與無功電流的檢測(cè)和補(bǔ)償電流控制。實(shí)時(shí)、準(zhǔn)確地檢測(cè)出電網(wǎng)中瞬態(tài)變化的諧波與無功電流是有源電力濾波器進(jìn)行精確補(bǔ)償?shù)那疤帷Ｄ壳坝卸喾N諧波與無功電流檢測(cè)方法，其中，基于瞬時(shí)無功功率理論的檢測(cè)法是三相系統(tǒng)中應(yīng)用最為廣泛的一種方法，包括適用于對(duì)稱無畸變電網(wǎng)的p-q法及適用于不對(duì)稱有畸變電網(wǎng)的ip-iq法和d-q法。補(bǔ)償電流的控制方法是實(shí)現(xiàn)有源電力濾波器功能的核心環(huán)節(jié)，它負(fù)責(zé)控制有源電力濾波器產(chǎn)生預(yù)期的補(bǔ)償電流。本文詳細(xì)分析了并聯(lián)型有源電力濾波器的控制策略，包括補(bǔ)償電流跟蹤控制和直流側(cè)電壓控制。通過分析和比較滯環(huán)控制、三角波控制和基于空間矢量的電壓控制方法，最后確定補(bǔ)償電流跟蹤控制選用三角波比較控制法和滯環(huán)控制方法。最后,為了驗(yàn)證所提出的檢測(cè)方法和控制方法的正確性，本論文用MATLAB6.5/SIMULNIK下的電力系統(tǒng)模塊SimpowersystemsBlockset對(duì)整個(gè)三相三線制并聯(lián)電壓型有源電力濾波器系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究。仿真結(jié)果表明本文所設(shè)計(jì)的濾波器可以很好的濾除諧波，完成抑制諧波的作用。關(guān)鍵詞:有源電力濾波器;諧波與無功電流檢測(cè):補(bǔ)償電流控制;三角波比較和滯環(huán)控制；仿真ThedesignandresearchofThree-phaseandthree-wireSystemShuntActivePowerFilterAbstractWiththedevelopmentofmodernindustrialtechnology，alargenumberofnonlinearloadsinpowersystemstoincrease.Variousnonlinearandtime-scaleapplicationofelectronicdevices,causedpowerqualitydeterioration.Activepowerfilterwithitssuperiorcompensationperformance.hasbecomeoneofhotResearchfocusonpowerelectronicstechnologyarea.Thethesismainlyconsidersthree-Phasesandthree-wiresystemshuntactive.powerfilter.Thetwokeytechnologiesareharmonicandreactivecurrentsdetection,andcompensationcurrentscontrol.Exactandreal-timedetectionoftheinstantaneousvariableharmonicandreactivecurrentinpowersystemisthepremiseforcompensationofactivepowerfilter.Atpresent，therearemanydetectionmethodsconcerningharmonicandreactivecurrent，inwhich，themethodbasedoninstantaneousreactivepowertheoryisusedwidelyinthree-phasesystemthanothers，anditconsistsofp-qdetectionmethodappliedtosymmetrypowersystemwithoutdistortion，ip-iqdetectionmethodandd-qdetectionmethodappliedtoasymmetrydistortionpowerSystem.Controlmethodforcompensationcurrentisthekeytachetoaccomplishthevariousfunctionsofactivepowerfiltertoestablishtheanticipativecomparedcurrent.Thispaperanalyzestheparallelactivepowerfiltercontrolstrategy,IncludingthecompensationcurrenttrackingcontrolandDCvoltagecontrol.Throughanalysisandcomparisonofhysteresiscontrol,triangularwavecontrolandspacevector-basedvoltagecontrol.Finalizethecompensationcurrenttrackingcontrolmethodusedandthetriangularwavecomparisoncontrolmethodofhysteresiscontrol.Finally,toverifytheproposeddetectionmethodandcontrolmethodiscorrect.Underthisthesis,thepowersystemwithMATLAB6.5/SIMULNIKSimpowersystemsBlocksetblocksonthewholethree-phasethree-wireshuntactivepowerfiltersystemvoltageconductedasimulationstudy.Simulationresultsshowthatthedesignedfiltercanfilteroutharmonicwell,thecompletionoftheroleofharmonicsuppression.Keyword:ActivePowerFilter;Harmonicandreactivecurrentdetection;Compensationcurrentcontrol;Triangularwavecomparisonandhysteresiscontrol;Simulation第一章電網(wǎng)諧波的實(shí)際問題電力系統(tǒng)中三相橋式整流器的使用極為廣泛,由此引起的諧波電流也成了人們?nèi)找骊P(guān)注的問題。安置濾波器是減小諧波電流的有效措施,然而多數(shù)濾波器的設(shè)計(jì)要求對(duì)整流器所產(chǎn)生的諧波電流進(jìn)行計(jì)算。三相不可控整流器的電路圖如下圖所示：圖1.1三相不可控整流電路上述電路中取相關(guān)參數(shù)如下表所示：表1.1三相不可控整流電路的相關(guān)器件參數(shù)值數(shù)據(jù)形式,基波電流與電抗分別定義為:Id1=P0/EmZ1=E/p0式中P0為整流器額定輸出功率。2m（1.1）直流側(cè)n次諧波電流以其有效值與平均電流Id0的比值表示;交流側(cè)ν次諧波電流以其幅值與基波電流幅值的比值表示。交流側(cè)電流波形畸變率計(jì)算到v=251THD%=Ia12I∑av?100%（1.2）23=5,7其中直流側(cè)電流計(jì)算公式為：id=Id0+dnn=6,12,∑Icons(θ-δn)（1.3）式中Id0—直流分量Idn,δn—n次諧波電流的幅值及相角Id0=Ed0-Ec（1.4）Rdπ+ξ+μ+ξ?π?623??=??(-1.5eb)dθ+?(ea-eb)?（1.5）πππ?+ξ?+ξ+μ6?6?Ed0—整流輸出電壓的直流分量：Ed0交流側(cè)諧波電流的計(jì)算公式可由直流側(cè)導(dǎo)出，。由于三相電流對(duì)稱,所以只需計(jì)算a相電流。ia=v=1,5,7,sθ+B∑[AcovvVsinvθ]=avv=1,5,7∑Icosvθ(+φv)（1.6）5π5π+ξ+μ+ξ+ξ+μ?π?6662??AV=??i1cosvθ.dθ+?idcosvθ.dθ+?i2cosvθ.dθ?πππ5π?+ξ?+ξ+μ+ξ66?6?式中：（1.7）π5π5π+ξ+ξ+μ?6+ξ+μ?662??BV=??i1sinvθ.dθ+?idsinvθ.dθ+?i2sinvθ.dθ?πππ5π?+ξ?+ξ+μ+ξ66?6?公式1.7中：ia=i1=Id1-im(θ)+ia=id=Id01?π?π+ξ≤θ≤π+ξ+μ.?θ-(+ξ)?.∑Idncos(nθ-δn)μ?6?n=6,12,π+ξ+μ≤θ≤5π+ξ+∑Idn.cos(nθ-δn)n=6,12,5π+ξ≤θ≤5π+ξ+μia=i2=Id05π??θ-(+ξ)??6-Id1+in(θ)+.?1-?.∑Idncos(nθ-δn)μ??n=6,12,????id1=Em?kk?+?cosξ-5cos5(ξ+a5)-7cos7(ξ+a7)+?.2XS57??Em2XSk5ππk7π??cos(θ-)+cos[5(θ+a)+]-cos[7(θ+a)-]+??.5765676??in(θ)=im(θ-2π)（1.8）im(θ)=式中ξ為換流起始角偏移量，μ換流重疊角，可由下式計(jì)算得到：sinξ+v=5,7,∑(-1)lkvsinv(ξ+av)=0(-1)lkv2XSId0.[cosv(ξ+av)-cosv(ξ+av+μ)]=vEmcosξ-cos(ξ+μ)+v=6l±1v=5,7,∑(l=1,2,3,)（1.9）ν次諧波電流幅值及相角分別為：Iav=22AV+BVφV=arctan(BVAV)如下表所示：(1.8)結(jié)合上述相關(guān)公式和表中相關(guān)數(shù)據(jù)可得整流電路的整流諧波電流的計(jì)算值，表1.2整流諧波電流的計(jì)算值針對(duì)上述整流器產(chǎn)生的諧波電流，本文設(shè)計(jì)了下文所介紹的三相三線制有源電力濾波器用于補(bǔ)償該整流器產(chǎn)生的諧波電流，提高公用電網(wǎng)的電能質(zhì)量。第二章緒論2.1有源電力濾波的產(chǎn)生、發(fā)展及現(xiàn)狀隨著現(xiàn)代工業(yè)技術(shù)的發(fā)展，電力系統(tǒng)中非線性負(fù)荷大量增加。各種非線性和時(shí)性電子裝置如逆變器、整流器及各種開關(guān)電源等大規(guī)模地應(yīng)用，其負(fù)面效應(yīng)也日益明顯。電力電子裝置的開關(guān)動(dòng)作向電網(wǎng)中注入了大量的諧波和次諧波分量，導(dǎo)致了交流電網(wǎng)中電壓和電流波形的嚴(yán)重失真，從而替代了傳統(tǒng)的變壓器等鐵磁材料的非線性引起的諧波，成為主要的諧波源。電能質(zhì)量的下降嚴(yán)重影響著供、用電設(shè)備的安全經(jīng)濟(jì)運(yùn)行，降低了人們的生活質(zhì)量。世界各國已經(jīng)十分重視電能的質(zhì)量的管理。諧波治理是電能問題的核心內(nèi)容之一，也是現(xiàn)代電力發(fā)展的迫切要求。諧波抑制是提高電能質(zhì)量，保證供用電設(shè)備安全可靠運(yùn)行的重要手段之一。減小諧波影響的技術(shù)措施可以從兩方面入手：一是從諧波源出發(fā)，減少諧波的產(chǎn)生；二是安裝濾波裝置。同時(shí)濾波器又主要包含無源濾波器和有源濾波器兩大類。無源濾波器僅可對(duì)特定諧波進(jìn)行有效地衰減，而出于經(jīng)濟(jì)和占地面積方面的考慮，濾波器的個(gè)數(shù)均是有限的，所以對(duì)于諧波含量豐富的場(chǎng)合，無源濾波器濾波效果往往不夠理想。為了達(dá)到更好的濾去電網(wǎng)諧波的目的，我們?cè)陔娋W(wǎng)中引入了有源電力濾波器。有源電力濾波器的思想最早出現(xiàn)于1969年B.M.Bird和J.F.Marsh的論文中。文中描述了通過向交流電源注入三次諧波電流以減少電源中的諧波，改善電源電流波形的新方法。文中所述的方法被認(rèn)為是有源電力濾波器思想的誕生。1971年，日本H.Sasaki和T.Machida完整描述了有源電力濾波器的基本原理。1976年美國西屋電氣公司的L.Gyugyi和E.C.Strycula提供了采用脈沖寬度調(diào)制控制的有源電力濾波器，確定了主電路的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方式，從原理上闡明了有源電力濾波器是一種理想的諧波電流發(fā)生器，并討論了實(shí)現(xiàn)方法和相應(yīng)的控制原理。然而，在20世紀(jì)70年代由于缺少大功率可關(guān)斷器件，有源電力濾波器除了少數(shù)的實(shí)驗(yàn)研究外，幾乎沒有任何進(jìn)展。進(jìn)入20世紀(jì)80年代以來，新型電力半導(dǎo)體器件的出現(xiàn)，PWM技術(shù)的發(fā)展，尤其是1983年日本的H.Akagi等人提出了“三相電路瞬時(shí)無功功率理論”，以該理論為基礎(chǔ)的諧波和無功電流檢測(cè)方法在三相APF中得到了成功的應(yīng)用，極大的促進(jìn)了APF的發(fā)展。1982年第一臺(tái)APF在日本投入運(yùn)行，1986年H.Akagi提出并聯(lián)有源濾波器消除諧波，APF在這種裝置中相當(dāng)于一個(gè)諧波電流發(fā)生器，它跟蹤負(fù)載電流的諧波分量，產(chǎn)生與之相反的諧波電流，從而抵消了線路中的諧波電流，1987年，Nnkeda等人提出用并聯(lián)有源電力濾波器和并聯(lián)無源濾波器方案，在這種電路中有源濾波器仍起諧波補(bǔ)償?shù)淖饔?，無源濾波器分擔(dān)大部分諧波，因此有源電力濾波器容量很小，但這種有源濾波系統(tǒng)在使用時(shí)，電源與有源電力濾波器及無源濾波器之間存在諧波通道;1988年，F(xiàn)．Z．Peng等人提出將串聯(lián)有源電力濾波器加并聯(lián)無源濾波器的結(jié)構(gòu)，在這種方案中，有源電力濾波器對(duì)諧波呈現(xiàn)高阻抗，而對(duì)基波電流呈現(xiàn)低阻抗，因此電力濾波器相當(dāng)于一個(gè)電源和負(fù)載之間的諧波隔離裝置，電網(wǎng)的諧波電壓不會(huì)加在負(fù)載和無源濾波器上，而負(fù)載的諧波電流也不會(huì)流入電網(wǎng);1900年，日本的H.Futjita等人提出將有源電力濾波器與無源濾波器相串聯(lián)的綜合有源濾波方案，無源濾波器對(duì)負(fù)載的諧波電流進(jìn)行濾波，并提供一定的基波無功補(bǔ)償，而有源濾波器則起改善無源濾波特性的作用，這樣，以極小容量的有源濾波器就可以彌補(bǔ)無源濾波器的一些固有缺陷;1994年，H.Akagi等人提出了一種綜合了串聯(lián)有源電力濾波器和并聯(lián)有源電力濾波器的綜合有源濾波系統(tǒng)，串聯(lián)有源電力濾波器將電源和負(fù)載及無源濾波器隔離，使負(fù)載諧波電流流入無源濾波器，同時(shí)阻止電源諧波電壓流入負(fù)載端，并聯(lián)有源電力濾波器提供一個(gè)零阻抗的諧波支路，使得負(fù)載中的諧波電流不會(huì)在無源濾波器上產(chǎn)生諧波電壓[4]。現(xiàn)在APF技術(shù)得到了長(zhǎng)足的發(fā)展，越來越多的APF投入了運(yùn)行，不論從實(shí)現(xiàn)功能還是運(yùn)行功率上都有明顯改善，其中在日本，已經(jīng)投入使用的APF從50KVA到60MVA，功率范圍越來越寬，從諧波補(bǔ)償?shù)揭种崎W變和電壓調(diào)節(jié)應(yīng)用功能越來越豐富。目前，有源濾波器已經(jīng)用在提高電能質(zhì)量，解決三相電力系統(tǒng)中終端電壓調(diào)節(jié)，電壓波動(dòng)抑制，電壓平衡改善以及諧波和無功補(bǔ)償?shù)葐栴}。盡管我國近年來也有較大容量的有源電力濾波器研制成功，比方說清華大學(xué)研制的10MVA的APF，但由于我國工業(yè)基礎(chǔ)較薄弱，電力電子工業(yè)和世界先進(jìn)水平相比差距還較大，總體而言，有源電力濾波器的研究還處于理論探討和實(shí)驗(yàn)小規(guī)模研究過程中。2.2有源電力濾波器的發(fā)展趨勢(shì)從近年來的國內(nèi)外研究和應(yīng)用中可以看出有源電力濾波器(APF)具有如下的發(fā)展趨勢(shì)：(1)通過采用PWM調(diào)制和提高開關(guān)器件等效開關(guān)頻率的多重化技術(shù)，實(shí)現(xiàn)對(duì)高次諧波的有效補(bǔ)償。(2)當(dāng)前APF的成本相對(duì)較高，從經(jīng)濟(jì)上考慮，可以采用APF與LC無源濾波器并聯(lián)使用的混合型有源濾波系統(tǒng)，以減小APF的容量，達(dá)到降低成本、提高效率的目的。同時(shí)，隨著大量換流器用于變頻調(diào)速系統(tǒng)運(yùn)用了大量換流器，以及半導(dǎo)體器件制造水平的迅速發(fā)展，尤其是IGBT的廣泛應(yīng)用，其價(jià)格必然下降，混合型APF低成本的優(yōu)勢(shì)將逐漸消失，而串—并聯(lián)APF由于其功能強(qiáng)大、性價(jià)比高，將是一種很有發(fā)展前途的有源濾波裝置。(3)在裝置技術(shù)上主要需要解決如下問題:降低裝置的價(jià)格、降低裝置的價(jià)格、簡(jiǎn)化控制系統(tǒng)、多功能化、降低損耗和提高系統(tǒng)的可靠性，包括過壓、過流等保護(hù)技術(shù)，故障診斷技術(shù)及電磁兼容技術(shù)的研究和開發(fā)。2.3本章小結(jié)本章介紹了有源電力濾波器的產(chǎn)生、發(fā)展及現(xiàn)狀以及發(fā)展趨勢(shì)。第三章有源電力濾波器的基本原理及拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)3.1有源電力濾波器的基本原理有源電力濾波器根據(jù)其與電網(wǎng)連接的方式不同，分為并聯(lián)型和串聯(lián)型兩種，并聯(lián)型濾波器在實(shí)際中應(yīng)用較廣。由于本文采用的是并聯(lián)型有源濾波器，下面就以并聯(lián)型有源濾波器為例，介紹其工作原理。圖3.1為最基本的并聯(lián)型有源電力濾波器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。從結(jié)構(gòu)上來看，有源電力濾波器主要由兩大部分組成，即指令電流運(yùn)算電路和補(bǔ)償電流發(fā)生電路(由電流跟蹤控制電路、驅(qū)動(dòng)電路和主電路三個(gè)部分組成)。其中指令電流運(yùn)算電路的作用是檢測(cè)出被補(bǔ)償對(duì)象中的諧波和無功電流分量。補(bǔ)償電流發(fā)生電路的作用是根據(jù)指令電流發(fā)出補(bǔ)償電流的指令信號(hào)，控制逆變主電路產(chǎn)生補(bǔ)償電流，并注入到電網(wǎng)中，以達(dá)到消除諧波和無功電流的目的。如圖3.1所示并聯(lián)型有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測(cè)補(bǔ)償對(duì)象(非線性負(fù)載)的電壓和電流信號(hào)，然后經(jīng)指令電流運(yùn)算單元計(jì)算出補(bǔ)償電流的指令信號(hào)，再經(jīng)PWM控制信號(hào)單元將其轉(zhuǎn)換為PWM指令，控制逆變器輸出與負(fù)載中所產(chǎn)生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補(bǔ)償電流，最終得到期望的電源電流。其中如圖3.1所示，電源電流is由負(fù)載電流il和有源濾波器的輸出電流ic共同組成。負(fù)載電流i1又可分解為基波分量i1f和諧波分量i1h之和。而基波分量又可分為基波有功分量i1fp和基波無功分量i1fq之和。這樣負(fù)載電流可表示為基波有功分量i1fp、基波無功分量i1fq和諧波分量i1h之和。如果控制有源濾波器的輸出電流ic和諧波分量i1h相等，那么電源電流中就只剩下基波電流了，這樣就達(dá)到了抑制諧波的目的。上述原理可以用一組公式來表示：is=i1+ici1=i1f+i1hi1f=i1fp+i1fqi1=i1fp+i1fq+i1hic=-i1his=i1+ic=i1f:（3.1）簡(jiǎn)言之，并聯(lián)型有源濾波器相當(dāng)于并聯(lián)在電網(wǎng)上的受控電流源，它實(shí)時(shí)檢測(cè)負(fù)載電流中的諧波電流，并產(chǎn)生與之大小相等而方向相反的補(bǔ)償電流，使流入電網(wǎng)的諧波電流基本為零。如果要求有源濾波器在補(bǔ)償諧波的同時(shí)，補(bǔ)償無功功率，則只需要在補(bǔ)償諧波電流的指令信號(hào)中增加與負(fù)載電流基波無功分量反極性分量即可，使得補(bǔ)償電流與負(fù)載電流中的諧波及無功分量相互抵消，電源電流等于負(fù)載電流的基波有功分量。公式表達(dá)如下:ic=-(i1h+i1fq）is=i1+ic=i1fp（3.2）從不同的角度出發(fā)，APF有不同的分類方法，根據(jù)用戶使用的電源類型是直流電源還是交流電源，APF可分為直流APF和交流APF;根據(jù)接入系統(tǒng)的相數(shù)不同，APF分為單相APF和三相APF;根據(jù)主電路的形式不同，APF分為單個(gè)主電路型和多重疊加主電路型;根據(jù)直流側(cè)儲(chǔ)能元件的不同，APF又分為電壓型和電流型;根據(jù)APF和電網(wǎng)連接方式的不同，APF分為并聯(lián)型、串聯(lián)型、串—并聯(lián)型，這是目前對(duì)APF分類的主要方法，其中串聯(lián)型和并聯(lián)型又可以繼續(xù)細(xì)分為不同的類型，如圖3.2所示:圖3.2APF的分類3.3有源電力濾波器的基本結(jié)構(gòu)無論有源電力濾波器如何分類，它都由幾個(gè)共同的部分構(gòu)成即諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)、控制系統(tǒng)、主電路幾個(gè)主要的部分構(gòu)成。諧波檢測(cè)是有源電力濾波器非常關(guān)鍵的一環(huán)，對(duì)于諧波的快速檢測(cè)方法我們將在下一章進(jìn)行具體討論，這里主要介紹檢測(cè)環(huán)節(jié)的構(gòu)成及設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵問題。圖3.3是諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)的原理框圖。圖3.3APF諧波檢測(cè)結(jié)構(gòu)框圖①電壓與電流互感器用于APF的電壓互感器PT與電流互感器CT，與一般用于電力系統(tǒng)繼電保護(hù)與測(cè)量的PT與CT有一定的區(qū)別，即該P(yáng)T與CT要求精度較高，要求精度0.2級(jí)以上，線性度好。其次要求PT與CT具有快的響應(yīng)特性，一般要求信號(hào)延時(shí)在10μs以下。最后要求PT、CT能測(cè)量直流信號(hào)。對(duì)于接在系統(tǒng)側(cè)的PT和CT，可以不需要測(cè)量直流信號(hào)，但對(duì)于接在APF裝置上的PT和CT，一定要能測(cè)量出直流電壓和電流分量，否則在控制過程中裝置的性能可能難以達(dá)到要求。滿足上述要求的PT和CT，一般是基于霍爾效應(yīng)的電壓電流測(cè)量模塊。接在電網(wǎng)側(cè)用于檢測(cè)系統(tǒng)諧波電壓或諧波電流的PT和CT，安裝位置也要根據(jù)實(shí)際情況選擇，如圖3.4所示諧波檢測(cè)應(yīng)該互感器安裝在電網(wǎng)的諧波源側(cè)，以避免因APF補(bǔ)償而影響諧波的變化。②預(yù)處理環(huán)節(jié)一般的預(yù)處理環(huán)節(jié)，是將電壓或電流互感器輸出的電流信號(hào)轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)，并進(jìn)行適當(dāng)?shù)臑V波與放大?；ジ衅鬏敵龅男盘?hào)經(jīng)過轉(zhuǎn)化環(huán)節(jié)變成電壓信號(hào)，而由于實(shí)際中總存在一定的高頻噪聲，因此一般都要對(duì)信號(hào)進(jìn)行一定的濾波及進(jìn)行放大或縮小。由于APF對(duì)諧波信號(hào)的延遲非常敏感，因此預(yù)處理環(huán)節(jié)的延時(shí)必須很小，否則將影響諧波補(bǔ)償?shù)男Ч?。為此要求預(yù)處理環(huán)節(jié)的延時(shí)為微秒級(jí)，如小于10μs。因?yàn)楝F(xiàn)在APF的器件開關(guān)頻率很高，如有的達(dá)20kHz，則開關(guān)周期為50μs，因此一旦預(yù)處理環(huán)節(jié)延時(shí)超過10μs，會(huì)影響整個(gè)APF的諧波跟蹤及補(bǔ)償效果。③采樣保持與A/D轉(zhuǎn)換APF對(duì)諧波信號(hào)的時(shí)間同時(shí)性要求比較高，因此一般情況下應(yīng)該對(duì)所需要的信號(hào)進(jìn)行同步采樣，所以需要加采樣保持電路，即在同一時(shí)刻對(duì)輸入的信號(hào)進(jìn)行采樣。將采樣的信號(hào)保持起來，然后可以分別進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，將模擬量轉(zhuǎn)換為數(shù)字量。由于APF對(duì)信號(hào)頻率范圍及精度的檢測(cè)有較高的要求，因此應(yīng)該根據(jù)濾波器對(duì)諧波補(bǔ)償?shù)囊蟠_定采樣保持的頻率及A/D轉(zhuǎn)換的速度。按照采樣定理，信號(hào)的采樣頻率必須為信號(hào)頻率的2倍以上才能復(fù)原該信號(hào)，實(shí)際中為了獲得較好的效果，一般要求采樣頻率為信號(hào)頻率的4倍以上才能較好的得到該信號(hào)。例如如果電力系統(tǒng)要求補(bǔ)償諧波的最高頻率為21次諧波，則信號(hào)的采樣頻率最好在4x21x50·4200HZ(以上)。同時(shí)A/D轉(zhuǎn)換的精度應(yīng)該滿足要求，通常在12位以上。3.3.2控制系統(tǒng)有源電力濾波器的控制系統(tǒng)及選用的控制算法是其濾波效果好壞的關(guān)鍵。APF的控制系統(tǒng)主要由模擬控制系統(tǒng)、數(shù)字控制系統(tǒng)以及數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)三類。近年來隨著微電子技術(shù)的快速發(fā)展，各種數(shù)字芯片的性能大大提高，因此有源電力濾波器的控制系統(tǒng)逐步由模擬控制系統(tǒng)轉(zhuǎn)化為模擬數(shù)字混合控制及數(shù)字控制系統(tǒng)。APF控制系統(tǒng)一般由控制算法和觸發(fā)脈沖產(chǎn)生兩個(gè)部分組成，如圖3.5所示。其中控制算法處理部分對(duì)諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)送來的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理，并與APF產(chǎn)生的諧波比較，根據(jù)其差值采用一定的控制方法，產(chǎn)生適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)脈沖信號(hào)給觸發(fā)脈沖發(fā)生部分。由于微處理器的能力很強(qiáng)，能夠完成APF所需要的諧波檢測(cè)，并產(chǎn)生所需補(bǔ)償?shù)膮⒖贾C波信號(hào)，而如果采用模擬電路則非常繁瑣，算法與參數(shù)的調(diào)整也很不方便，因此APF這一部分一般采用微處理器來實(shí)現(xiàn)。圖3.5有源電力濾波器的控制系統(tǒng)所謂的數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)，通常是在獲取參考諧波信號(hào)后，通過模擬電路實(shí)現(xiàn)諧波跟蹤并產(chǎn)生控制有源電力濾波器所需的PWM脈沖。與數(shù)字電路相比，采用模擬芯片來實(shí)現(xiàn)一般的諧波跟蹤和PWM脈沖控制具有更快的速度和更高的分辨率。圖3.6為APF中經(jīng)常采用的一種數(shù)字模擬混合控制系器的模擬部分。其中參考電流信號(hào)有微處理器通過D/A轉(zhuǎn)換變成模擬信號(hào)送到模擬控制部分。圖3.6APF中的模擬控制部分所謂數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)，通常是在獲取參考諧波信號(hào)之后，通過模擬電路實(shí)現(xiàn)諧波跟蹤并產(chǎn)生控制APF所需的PWM脈沖。因?yàn)榕c數(shù)字電路相比，采用模擬芯片來實(shí)現(xiàn)一般的諧波跟蹤(通常為比例積分PI控制)和PWM脈沖控制具有更快的速度和分辨率。但隨著微電子技術(shù)的快速發(fā)展，通過專門電路或可編程邏輯器件產(chǎn)生PWM脈沖已經(jīng)非常方便，而且在速度和分辨率方面有了顯著的提高，因此APF的控制系統(tǒng)已經(jīng)逐步變成純數(shù)字控制系統(tǒng)。由于DSP芯片本身帶有PWM脈沖產(chǎn)生部分，因此采用單片的DSP就可以實(shí)現(xiàn)APF的控制系統(tǒng)，其結(jié)構(gòu)如圖3.7所示。圖3.7基于單DSP的APF的控制系統(tǒng)目前，為了滿足有源電力濾波系統(tǒng)控制實(shí)時(shí)性要求，工程應(yīng)用中大都采用雙DSP或DSP+FPGA(現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯陣列)的數(shù)字化控制方案，其結(jié)構(gòu)如圖2.8所示。基于雙DSP的APF可以完成復(fù)雜的控制算法，產(chǎn)生精確的控制脈沖;同時(shí)，該方法靈活簡(jiǎn)單，只需要修改程序即可以改變脈沖發(fā)生器的功能，有很好的通用性。這種控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖3.8所示。圖3.8基于雙DSP的APF控制系統(tǒng)3.3.3主電路由于本文主要是研究基于電壓源變流器的主電路結(jié)構(gòu)。按照電力系統(tǒng)應(yīng)用需要一般可以分為三相三線制結(jié)構(gòu)和三相四線制結(jié)構(gòu)兩種.電壓型APF效率高，初期投資少，可任意并聯(lián)擴(kuò)容，易于單機(jī)小型化，適用于電網(wǎng)級(jí)諧波補(bǔ)償.圖3.9所示的電壓型APF直流側(cè)接有大電容，正常工作時(shí)其電壓基本不變，可看作電壓源，但為保持直流側(cè)電壓不變，需對(duì)該電壓進(jìn)行控制，電壓型APF交流側(cè)輸出電壓為PWM方波。圖3.9三相三線結(jié)構(gòu)電壓型APF3.4三相并聯(lián)型電壓型有源電力濾波器的基本原理并聯(lián)型有源電力濾波器的系統(tǒng)框圖如圖3.10所示(電感、電容等電路元件均包含在主電路中),其工作原理為:指令電流運(yùn)算電路在檢測(cè)到負(fù)載電流后,通過運(yùn)算把負(fù)載電流信號(hào)中的諧波電流、無功電流及負(fù)序電流和零序電流檢測(cè)出來,然后把這些電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的變流器觸發(fā)信號(hào),再通過電流跟蹤控制電路形成觸發(fā)脈沖去驅(qū)動(dòng)變流器,使變流器產(chǎn)生的電流為上述電流之和,極性相反,再回注入電網(wǎng),則電網(wǎng)中的諧波電流、無功電流、負(fù)序電流和零序電流被抵消為零,只剩下基波有功正序電流。圖3.10并聯(lián)型APF的系統(tǒng)框圖其中APF的補(bǔ)償電流是由主電路中的直流側(cè)電容電壓與交流側(cè)電源電壓的差值作用于電感上產(chǎn)生的。主電路的工作情況是由主電路中6組開關(guān)器件的通斷組合所決定的，特定的開關(guān)組合所對(duì)應(yīng)的工作情況稱為工作模式。通常，同一組的上下兩組開關(guān)總有其中的一個(gè)器件是導(dǎo)通的。假設(shè)三相電壓之和ea+eb+ec=0，并且由本文所設(shè)計(jì)的電路可得ica+icb+icc=0可得下述微分方程：dica=ea+kaUcdtdiLcb=eb+kbUc（3.3）dtdiLcc=ec+kcUcdtL式中kaUc、kbUc、kcUc為主電路各橋臂中點(diǎn)與電源中點(diǎn)之間的電壓;Ka、Kb、Kc為刀開關(guān)系數(shù)，Ka+Kb+Kc=0，Ka、Kb、Kc的值與主電路工作模式之間的關(guān)系如表2—1所示。表3—1主電路開關(guān)模式與開關(guān)系數(shù)由基*?ic=ic-ic（3.4）其中ic*-----指令電流;ic-----并聯(lián)型APF產(chǎn)生的實(shí)際補(bǔ)償電流。有源電力濾波器主電路中開關(guān)器件的通斷，是由采樣時(shí)刻△ic和ic*的極性決定的。以A相為例，應(yīng)該使Ka>0當(dāng)△ica>0時(shí)，而△ica<0時(shí)，應(yīng)該使Ka<0，從而使得△ic減小，達(dá)到補(bǔ)償電流ica跟隨指令電流ic*變化的目的。因?yàn)椤鱥ca十△icb+△icc=0，所以△ica、△icb、△icc中絕對(duì)值最大的一個(gè)總是與其他兩個(gè)方向相反。前者所對(duì)應(yīng)的開關(guān)系數(shù)不是2/3就是-2/3。相反地，后者所對(duì)應(yīng)的開關(guān)系數(shù)不是1/3就是-1/3。這說明跟隨偏差最大的一相所受的控制作用最強(qiáng)，這樣各項(xiàng)之間偏差的不平衡總呈現(xiàn)出減弱的趨勢(shì)。3.5本章小結(jié)本章主要介紹了有源電力濾波器的基本原理、基本結(jié)構(gòu)以及其控制系統(tǒng)、主電路的結(jié)構(gòu)，同時(shí)介紹了并聯(lián)型APF的基本原理以及主電路的導(dǎo)通方式。第四章三相并聯(lián)電壓型有源電力濾波器的設(shè)計(jì)4.1系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)本文所設(shè)計(jì)的有源電力濾波器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如下圖所示，主要由三大部分組成：主電路部分、電流電壓檢測(cè)部分、DSP控制部分。圖4.1并聯(lián)型APF系統(tǒng)結(jié)構(gòu)下面對(duì)圖4.1中的主要部分做簡(jiǎn)單介紹：負(fù)載部分：負(fù)載是一個(gè)產(chǎn)生諧波電流的三相不可控整流橋式電路，整流橋的直流側(cè)為阻性負(fù)載。由于這部分電路不是系統(tǒng)設(shè)計(jì)的主要任務(wù)，主要是用來說明非線性負(fù)荷的存在。所以本文不對(duì)其進(jìn)行專門的設(shè)計(jì)。電流采樣電路：取得補(bǔ)償前后電網(wǎng)上的電流數(shù)值及補(bǔ)償?shù)碾娏鲾?shù)值；電壓采樣電路：取得直流側(cè)電容兩端的電壓數(shù)值；電壓過零檢測(cè)電路：用于檢測(cè)電網(wǎng)電壓由負(fù)變正的過零點(diǎn)，作為補(bǔ)償電路的同步觸發(fā)信號(hào)；DSP及其外圍電路：這是APF運(yùn)算電路的組成部分，用于分析電網(wǎng)諧波電流并輸出控制信號(hào)；IPM隔離、驅(qū)動(dòng)及保護(hù)電路：這是APF驅(qū)動(dòng)電路的組成部分；4.2諧波檢測(cè)系統(tǒng)迄今為止，己有多種諧波檢測(cè)方法被提出。如:基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波檢測(cè)方法、基于FFT的諧波電流檢測(cè)方法、基于ip-iq變換的諧波檢測(cè)方法、基于同步檢測(cè)法的諧波檢測(cè)方法以及基于人工神經(jīng)元網(wǎng)絡(luò)的諧波檢測(cè)方法等。下面對(duì)常用諧波檢測(cè)方法特點(diǎn)進(jìn)行分析，并介紹本文所采用的諧波檢測(cè)方法。4.2.1基于FFT的諧波檢測(cè)方法為了快速檢測(cè)電流波形中的諧波，人們已經(jīng)發(fā)展了很多方法，如基于傅立葉分析的方法來檢測(cè)諧波和無功電流。該方法及其衍生的方法是建立在快速傅立葉分析(FFT)的基礎(chǔ)上，此方法要求被補(bǔ)償?shù)牟ㄐ问侵芷谧兓?，否則會(huì)帶來較大誤差。這種方法根據(jù)采集到的一個(gè)電源周期的電流值進(jìn)行FFT分解，得到各次諧波的幅值和相位系數(shù)，再進(jìn)行FFT反變換，合成出總的諧波和無功電流。該方法的優(yōu)點(diǎn)是方法思路比較簡(jiǎn)明，原理和工作過程十分清晰，對(duì)所補(bǔ)償?shù)闹C波可以進(jìn)行有目的的選擇，適用于各種情況。但缺點(diǎn)是需要測(cè)得一個(gè)周期的電流值，且需進(jìn)行兩次變換，計(jì)算量大，需花費(fèi)較多的計(jì)算時(shí)間，從而使得檢測(cè)方法具有較長(zhǎng)時(shí)間的延遲，檢測(cè)的結(jié)果實(shí)際上是較長(zhǎng)時(shí)間前的諧波和無功電流，實(shí)時(shí)性不好。并且，該法也無法檢測(cè)出無功分量。4.2.2于瞬時(shí)無功功率理論的諧波與無功電流檢測(cè)法赤木泰文最初提出的瞬時(shí)無功功率理論亦稱p-q理論，是以瞬時(shí)實(shí)功率p和瞬時(shí)虛功率q的定義為基礎(chǔ)，此后經(jīng)不斷的研究逐漸得到了完善?；谒矔r(shí)無功功率理論的檢測(cè)法現(xiàn)已包括法ip-iq法和d-q。p-q法應(yīng)用最早。適用于三相對(duì)稱且無畸變的公用電網(wǎng)；ip-iq法不僅適用于三相不對(duì)稱公用電網(wǎng)，而且對(duì)電網(wǎng)電壓畸變也有效;基于同步旋轉(zhuǎn)park變換的d-q法，簡(jiǎn)化了對(duì)稱無畸變情況下的電流增量檢測(cè)，同時(shí)也適用于不對(duì)稱、有畸變情況下的電流增量檢測(cè)?；谒矔r(shí)無功功率理論的檢測(cè)法具有較好的實(shí)時(shí)性，在三相電路中得到了廣泛的應(yīng)用，但其使用的乘法器多、計(jì)算量大，調(diào)整困難，難以保證檢測(cè)精度，而且不能用于單相電路。目前該方法在三相APF的電流檢測(cè)方法中占據(jù)了主導(dǎo)地位。假設(shè)三相電路中的電壓和電流瞬時(shí)值分別為ua、ub、uc和ia、ib、ic。采用cαβ變換矩陣，將它們變換到α-β兩相正交坐標(biāo)上有:令Cαβ=1?-2?12?3?0?2?1?2??(3.1)?-2??-則三相電流、電壓信號(hào)可以變換為α-β坐標(biāo)系中的相量，即?i??ua?a???uα??iα??u?==i???i?cαβb(3.2)，?u?cαβ?b?(3.3)???β??β??uc???i???c?圖4.2αβ坐標(biāo)系中的電壓和電流矢量在圖4.2中的αβ坐標(biāo)系中，將uα、uβ與iα、iβ分別合成為電壓矢量u和電流矢量i,如式3.4：=u+u=u∠?（4.4）αβe=iα+iβ=i∠?e式中，u、i別為矢量u、i的幅值；φe、φi分別為矢量u、i的相角。三相電路瞬時(shí)有功電流ip和瞬時(shí)無功電流iq，分別為矢量i在矢量u及其法線上的投影。即ip=icos?iq=isin?(4.5)式中，φ為相量i和相量u之間的夾角，φ=φe-φi三相電路瞬時(shí)有功功率p(或瞬時(shí)無功功率q)為電壓相量u的模與三相電路瞬時(shí)有功電流ip(或三相電路瞬時(shí)無功電流iq)的乘積，即:p=eipq=eiq(4.6)將式3.4、3.5以及φ=φe-φi代入3.6，可得以下矩陣表達(dá)式：?p??uα?q?=?u???β其中uβ??iα??iα??i?=cpq?i?（4.7）-uα???β??β??uαcpq=??uβuβ??-uα?將4.1、4.2、4.3代入4.7可得：p、q對(duì)于三相電流的表達(dá)式:p=uaia+ubib+ucicq=1[(eb-ec)ia+(ec-eb)ia+(ea_eb)ia]（4.8）由4.8可知，三相電路瞬時(shí)有功功率就是三相電路的瞬時(shí)功率。傳統(tǒng)理論中的有功功率、無功功率等都是在平均值基礎(chǔ)乘相量的意義上定義的，它們只適用于電壓、電流都是正弦波的情況。而瞬時(shí)無功功率理論中的概念，都是在瞬時(shí)值的基礎(chǔ)上定義的，所以不僅適用于正弦波，還適用于非正弦波和倒可過度過程的情況。其實(shí)，從以上各定義來看，瞬時(shí)無功功率理論中的概念，在形式上和傳統(tǒng)理論非常相似，可以看成是傳統(tǒng)理論的推廣和延伸?；谒矔r(shí)無功功率理論的檢測(cè)法，在檢測(cè)無功電流時(shí)，可以無延時(shí)地檢測(cè)出結(jié)果;而在檢測(cè)諧波電流時(shí)，由于被檢測(cè)對(duì)象電流中諧波的構(gòu)成和采用的濾波器不同，會(huì)有不同的延時(shí)，但最多不超過一個(gè)周期。對(duì)于電網(wǎng)中最典型的諧波源，如三相橋式整流器，其檢測(cè)延時(shí)約為1/6周期，具有很好的實(shí)時(shí)性。4.2.3p-q檢測(cè)法該檢測(cè)方法的框圖如圖4.2所示。圖中上標(biāo)-1表示矩陣的逆。p-q檢測(cè)法根據(jù)定義計(jì)算出p、q，再經(jīng)低通濾波器得到p、q的直流分量p、由于當(dāng)電網(wǎng)電壓無畸變時(shí)，p為基波有功電流與電壓作用產(chǎn)生,q互為基波q。無功電流與電壓作用產(chǎn)生，故通過p、q的直流分量p、q便可以檢測(cè)出電流ia、ib、ic的基波分量與iaf、ibf與icf:?iaf?1T-1?p???i==?bf?cαβcpq?q?e2???icf????p?cαβcpq?q?（4.9）??最后將ia、ib、ic與iaf、ibf與icf相減，便得到ia、ib、ic的諧波分量iah、ibh、ich。如圖4.2所示。當(dāng)APF同時(shí)用于補(bǔ)償諧波和無功功率時(shí)，就需要同時(shí)檢測(cè)出諧波和無功電流。在這種情況，只需斷開圖4.3中計(jì)算q的通道即可。這是，由p的直流分量即開檢測(cè)出基波的有功分量iapff、ibpf、icpf為：圖4.3p、q運(yùn)算方式的原理圖?iapf??ibpf?icpf??-1?p???=cαβcpq?0?(4.10)????將ia、ib、ic與iapff、ibpf、icpf相減，即可得出ia、ib、ic的諧波分量iah、ibh、ich和基波無功分量之和。當(dāng)電網(wǎng)電壓有畸變時(shí)，采用p-q算法會(huì)使得計(jì)算所得到的諧波電流與實(shí)際的諧波電流之間存在差別。4.2.4ip-iq電流檢測(cè)法根據(jù)瞬時(shí)無功功率理論可推導(dǎo)出瞬時(shí)有功電流和瞬時(shí)無功電流的表達(dá)式為：?ip??sinwt?i?=??q??-coswt-coswt??iα??i?-sinwt???β??sinwt=??-coswt??11-?2-coswt?2??-sinwt??3?0?2???????ia????????ib?=c3????ic???-?2??1-2?ia???c32?ib?（4.11）??ic???sinωt-cosωt?其中c=???-cosωt-sinωt?由上式可得出電流檢測(cè)法原理如圖4.4所示：4.4ip-iq檢測(cè)法原理該方法中，需要與A相電網(wǎng)電壓ua同相位的正弦信號(hào)sinωt和對(duì)應(yīng)的余弦信號(hào)cosωt，它們由一個(gè)鎖相環(huán)（PLL）和一個(gè)正、余弦信號(hào)發(fā)生電路得到。其中PLL主要起同步作用，當(dāng)檢測(cè)到過零上升的ua時(shí)啟動(dòng)正、余弦表（包括-cosωt的值），使其形成一個(gè)矩陣C。根據(jù)（4.11）式計(jì)算出ip、iq，在經(jīng)過LPF濾波可得出ip、iq的直流分量ip、iq。這里，ip、iq是由iaf、ibf、icf產(chǎn)生的，因此由ip、iq反變換計(jì)算出iaf、ibf、icf為：?iaf????ibf?=?icf????1?2?-?3?-???sinωt?????-cosωt-??03-cosωt??ip?-1?ip?=??c23c??(4.12)?-sinωt???iq???iq???圖4.4只是檢測(cè)諧波電流時(shí)的情況，當(dāng)檢測(cè)諧波和無功電流之和時(shí)，只需斷開圖3.4中的iq通道即可，由ip即可計(jì)算出被檢測(cè)電流ia、ib、ic的基波有功分量為iapf、ibpf、icpf為：?iapf??ibpf?icpf??-1?ip???=c23c?0?（4.13）????將ia、ib、ic與iapf、ibpf、icpf相減，即可得出ia、ib、ic的基波分量和基波無功分量。與p-q檢測(cè)法相，ip-iq檢測(cè)法不僅適用于三相不對(duì)稱公用電網(wǎng)，而且對(duì)電網(wǎng)電壓畸變也有效。4.2.5d-q檢測(cè)法d-q檢測(cè)法的原理如圖4.4所示，先將瞬時(shí)三相電流ia、ib、ic變換到d-q坐標(biāo)上為：??id??ia??id?=C?i?=?i=?i?q??b??q???i0???ic???i0????cosωt2??-sinωt3??1?2?idq?+id?~+iq?????~c=2π2π?)cos(ωt+)?332π2π?-sin(ωt-)-sin(ωt+)?（4.14）33?11??22?sin(ωt-d軸電流直流分量id與負(fù)載基波有功功率相對(duì)應(yīng)，q軸電流直流分量iq與負(fù)載基波無功功率相對(duì)應(yīng)，d軸電流交流分量id和q軸電流交流分量iq分別與高次諧波的有功功率和無功功率相對(duì)應(yīng)，故id和iq經(jīng)低通濾波器LPF后即得到與基波對(duì)應(yīng)的有功分量idf和無功分量iqf。0軸分量i0與基波不對(duì)稱功率相對(duì)應(yīng)。圖4.5d-q檢測(cè)法原理圖當(dāng)用低通濾波器LPF濾除所有交流諧波后，其直流成分通過d-q反變換即可得基波電流iaf、ibf、icf，用ia、ib、ic減去iaf、ibf、icf，即可得到三相諧波電流iah、ibh、ich。當(dāng)還要檢測(cè)出無功電流時(shí)，只需斷開圖4.5中iq通道即可。與ip-iq檢測(cè)法相比，基于同步旋轉(zhuǎn)Park變換的d-q法，簡(jiǎn)化了對(duì)稱無畸變情況下的電流增量檢測(cè)，同時(shí)也適用于不對(duì)稱、有畸變情況下的電流增量檢測(cè)。4.3主電路設(shè)計(jì)4.3.1系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)由于本文所設(shè)計(jì)的有源電力濾波器主要是針對(duì)三相三線制接線的負(fù)荷，因的主電路結(jié)構(gòu)：圖4.6并聯(lián)型APF的主電路結(jié)構(gòu)4.3.2主電路參數(shù)的設(shè)計(jì)1.直流側(cè)電壓Ud的確定：為了能夠有效的對(duì)諧波進(jìn)行補(bǔ)償，直流側(cè)電壓需要滿足式（4.15）的要求。即Ud最小應(yīng)該大于交流側(cè)相電壓峰值的3倍，否則可能發(fā)生補(bǔ)償電流ic不按要求變化的情況。在此基礎(chǔ)上，Ud越大，ic變化越快：但是Ud過大，將使裝置容量增加，且器件的耐壓要求很高。一般有：Ud=1.5?3Em(4.15)本文選取Ud=800V。2.交流側(cè)電感Lc的確定：電感Lc值越小，變化越快；Lc值越大，變化越慢。對(duì)諧波電流進(jìn)行有效補(bǔ)償，通常要求：Lc=4Ud9η（4.16）*ic其中=λmax（4.17）tc*icmax為補(bǔ)償指令電流信號(hào)最大值；又取0.3～0.4時(shí)，諧波補(bǔ)償?shù)男Ъ?。本文中選取LC＝1mH。3.補(bǔ)償裝置容量SC的確定：變流器的容量與補(bǔ)償電流大小有關(guān)，即與補(bǔ)償對(duì)象的容量和補(bǔ)償?shù)哪康挠嘘P(guān)。SC可由下式確定：Sc=3EIc（4.18）在只補(bǔ)償諧波時(shí)，IC=ILH，對(duì)于三相橋式全控整流器，IL≈ILH，故補(bǔ)償容量約為補(bǔ)償對(duì)象容量的25%。當(dāng)在補(bǔ)償諧波的同時(shí)還需要補(bǔ)償無功時(shí)，要求的容量將比只補(bǔ)償諧波時(shí)大，并且與三相整流橋的最大觸發(fā)延遲角有關(guān)。4.PWM變流器開關(guān)時(shí)間tc的確定：經(jīng)過分析，可以得出如下結(jié)論tc越長(zhǎng)ic越大；tc越短，ic紋波越小。tc的長(zhǎng)短還決定了變流器能補(bǔ)償?shù)闹C波最高及對(duì)開關(guān)器件工作頻率的要求。設(shè)開關(guān)器件所支持的最大開關(guān)頻率Tf，則有：tc≥1（4.19）fr對(duì)于fr=20KHz的開關(guān)器件，有tc≥50ms。本文中開關(guān)頻率為12.8KHz。4.3.3開關(guān)器件的選擇及其外圍電路設(shè)計(jì)作為有源電力濾波器逆變器的核心元件即開關(guān)器件有幾種可供選擇的器件，如MOSFET管、IGBT、GTO、IGCT以及IEGT等。它們的選擇首先應(yīng)滿足開關(guān)頻率和器件容量的要求，當(dāng)單個(gè)器件無法滿足容量要求時(shí)，可考慮采用器件的串并聯(lián)或主電路的多重化等方法，其次，再考慮它們的價(jià)格。器件的種類確定后，再確定其額定參數(shù)，其中，額定電壓由直流側(cè)電壓Ud決定，并考慮適當(dāng)?shù)陌踩Ａ?；額定電流由補(bǔ)償電流ic決定。本系統(tǒng)選擇選擇耐壓為1200V，限流為50A的IGBT作為三相全控橋電路的開關(guān)器件。智能功率模塊IPM(IntelligentPowerModule)是由絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)單元構(gòu)成的。其具有集成度高、體積小的特點(diǎn)，其內(nèi)部不僅封裝了門極驅(qū)動(dòng)控制電路，而且還有故障檢測(cè)電路和各種保護(hù)電路，能實(shí)現(xiàn)過熱保護(hù)、過流保護(hù)、短路保護(hù)及控制電源欠壓保護(hù)等功能。高速、低功率的IGBT芯片和優(yōu)選的門極驅(qū)動(dòng)及保護(hù)電路構(gòu)成的IPM具有開關(guān)速度快、功耗低的特點(diǎn)。IPM內(nèi)置的驅(qū)動(dòng)和保護(hù)電路使系統(tǒng)硬件簡(jiǎn)單、可靠，縮短了系統(tǒng)開發(fā)時(shí)間，也提高了故障下的自保護(hù)能力。模塊中每個(gè)IGBT的驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)了最佳驅(qū)動(dòng)條件。與普通IGBT模塊相比，IPM在系統(tǒng)性能及可靠性方面都有進(jìn)一步的提高。本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)使用日本東芝公司生產(chǎn)的IPM——MIG50Q7CSA0X作為PWM變流器的主電路。在IPM模塊內(nèi)部封裝了7個(gè)IGBT，工作在1200V/50A條件以下其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3.7所示：圖4.7IPM模塊MIG75Q7CSA0X內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖IPM驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)IPM對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的輸出電壓要求嚴(yán)格，具體如下：1．驅(qū)動(dòng)電壓的范圍為(1士10%)×15V，電壓低于13.5V將發(fā)生欠壓保護(hù)，電壓高于16.5V將可能損壞內(nèi)部部件；2．驅(qū)動(dòng)電壓相互隔離，以避免地線噪聲干擾。共需4組獨(dú)立驅(qū)動(dòng)電源，上橋臂側(cè)3組獨(dú)立，下橋臂側(cè)1組公用。3．IPM接口電路須采用光耦，光耦輸出腳和IPM引腳之間的走線應(yīng)盡量短，要采用具有高共模抑制比的高速光耦；4．驅(qū)動(dòng)電流可以參考器件給出的20kHz驅(qū)動(dòng)電流要求，根據(jù)實(shí)際的開關(guān)頻率加以修正。PWM驅(qū)動(dòng)電路所提供的6路PWM信號(hào)，經(jīng)過IPM模塊轉(zhuǎn)化成適合驅(qū)動(dòng)IGBT的柵極電流，從而控制三相全控橋電路的工作。因?yàn)镈SP開發(fā)板上集成的PWM輸出端口光耦電源為5V，而IPM驅(qū)動(dòng)電源需要15V，所以需要進(jìn)行相應(yīng)轉(zhuǎn)換；開發(fā)板PWM輸出雖然已經(jīng)使用高速光耦6N137進(jìn)行隔離，但由于光耦均由同一5V電源供電，因此6路PWM輸出信號(hào)共地，在接入IPM前需要再經(jīng)過一組高速光耦進(jìn)行隔離。上橋臂三路驅(qū)動(dòng)電路除各自使用一個(gè)獨(dú)立的15V電源外，其余完全相同，其中上橋臂一路（U）驅(qū)動(dòng)電路如圖3.8所示：圖3.8IPM上橋臂U相驅(qū)動(dòng)電路下橋臂三路驅(qū)動(dòng)電路除共用一路15V電源外，其余與上橋臂驅(qū)動(dòng)電路相同。在內(nèi)置制動(dòng)單元的IPM中，當(dāng)不使用制動(dòng)時(shí)，應(yīng)將輸入端子IN(B)接20k的上電阻連于15V，否則，dV／dt可能引起誤動(dòng)作，并將B端子接到N或P電位上，免在懸空狀態(tài)下使用。另外，電源上電時(shí)應(yīng)先接通控制電源15V，然后再加主電源。如果先上主電源，則可能在保護(hù)功能還未起作用時(shí)，IPM已損壞。IPM保護(hù)電路設(shè)計(jì)IPM內(nèi)建的保護(hù)電路可以提供4種保護(hù)功能：過流保護(hù)(OC)、短路保護(hù)(SC)、欠壓保護(hù)(UV)和過熱保護(hù)(OT)。IPM的內(nèi)部電流傳感器不斷地檢測(cè)通過IGBT的電流，當(dāng)電流超過過流門限OC并持續(xù)5μs以上時(shí)，或超過短路門限SC時(shí)，保護(hù)電路關(guān)斷IPM，同時(shí)輸出一個(gè)故障信號(hào)（低電平）。當(dāng)IGBT電流降到過流門限OC以下并持續(xù)2ms時(shí)，保護(hù)電路撤銷封鎖，IGBT繼續(xù)正常工作。IPM內(nèi)部控制電路使用隔離的15V直流電源，如果該電源降到欠壓門限Uvt（約12V）以下并持續(xù)5μs以上時(shí)，IPM被關(guān)斷，并發(fā)出故障信號(hào)（低電平）。當(dāng)電壓回升到Uvr（約12.5V）以上時(shí)，IPM恢復(fù)工作。安裝在IPM底板的溫度傳感器監(jiān)測(cè)底板溫度，當(dāng)溫度上升到過熱門限OT（通常是110℃）以上時(shí)，輸出故障信號(hào)，保護(hù)電路工作，并一直持續(xù)到過熱結(jié)束（95℃以下）。在功率驅(qū)動(dòng)電路中，保護(hù)電路是必不可少的，完善的系統(tǒng)保護(hù)不能只依靠IPM的內(nèi)部保護(hù)功能，需要輔助外圍的保護(hù)電路電路。IPM內(nèi)部的保護(hù)電路在IPM發(fā)生故障時(shí)會(huì)通過故障輸出引腳輸出一個(gè)故障信號(hào)，外圍的保護(hù)就是基于對(duì)故障信號(hào)的處理。如圖4.9所示，IPM的故障輸出信號(hào)經(jīng)過光耦隔離輸出，進(jìn)入4輸入端與門，最終接DSP中控制PWM輸出的PDPINTA引腳，一旦四路故障信號(hào)中任一路有輸出，DSP的PWM輸出將復(fù)位為高阻狀態(tài)，從而封鎖IPM的控制信號(hào)，關(guān)斷IPM，起到保護(hù)作用。圖4.9IPM保護(hù)電路圖4.4控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)并聯(lián)型有源電力濾波器的目的是控制逆變器使其輸出電流跟蹤所需補(bǔ)償?shù)姆蔷€性負(fù)荷的諧波電流。目前有源電力濾波器的輸出電流控制方法主要有：三角載波線性控制法、滯環(huán)比較控制法、無差拍控制法、電壓矢量控制法等。下面先對(duì)幾種電流控制方法做簡(jiǎn)單的介紹，再著重介紹本文采用的控制方法的具體設(shè)計(jì)。滯環(huán)比較控制法原理如圖4.10所示。該方法的基本原理是以補(bǔ)償電流信號(hào)的參考值為基準(zhǔn)，設(shè)計(jì)一個(gè)滯環(huán)帶，當(dāng)實(shí)際的補(bǔ)償電流欲離開這一滯環(huán)帶時(shí)，逆變器開關(guān)動(dòng)作，使實(shí)際補(bǔ)償電流保持在滯環(huán)帶內(nèi)，圍繞其參考值上下波動(dòng)。該方法把補(bǔ)償電流的指令信號(hào)ic*與實(shí)際的補(bǔ)償電流信號(hào)ic進(jìn)行比較，兩者的偏差△ic作為滯環(huán)比較器的輸入，通過滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路開關(guān)的PWM信號(hào)。該P(yáng)WM信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路來控制開關(guān)的通斷，從而控制補(bǔ)償電流ic的變化。圖4.10滯環(huán)電流控制法原理與輸出特性圖由其基本原理可知，系統(tǒng)的開關(guān)頻率、響應(yīng)速度和電流跟蹤的精確度均受滯環(huán)帶的影響。當(dāng)滯環(huán)帶窄時(shí)，響應(yīng)速度快，精確度高，但開關(guān)頻率也較高，導(dǎo)致開關(guān)損耗增加。該方法的主要缺點(diǎn)是調(diào)制頻率隨輸入信號(hào)變化，給濾波器的設(shè)計(jì)帶來困難。另外，造成較大的脈動(dòng)電流和開關(guān)噪聲。對(duì)于無中線連接的三相逆變器，三相間的控制不獨(dú)立，會(huì)產(chǎn)生相間干擾。針對(duì)基本滯環(huán)控制的上述缺陷，很多近期的研究文章提出了各種改進(jìn)措施。如在基本滯環(huán)控制中使用電流解相技術(shù)，解決三相之間的相間干擾問題;推薦一種常頻變帶寬的滯環(huán)控制方法等。這些方法使滯環(huán)控制有了很大的改進(jìn)。4.4.2三角波控制三角波控制方法的原理如圖4.11所示，它是最簡(jiǎn)單的一種控制方式。它是將指令電流ic*與補(bǔ)償電流ic的偏差△ic經(jīng)放大器A放大后再與三角波比較，所得到的矩形脈沖作為變流器各開關(guān)元件的控制信號(hào)，從而在變流器輸出端獲得所需的波形。放大器A往往采用比例放大器或比例積分放大器。這樣組成的一個(gè)控制系統(tǒng)是基于把△ic控制為最小來進(jìn)行設(shè)計(jì)的。該方法較適合模擬電路控制。圖4.11三角波控制方法原理圖該控制方法的優(yōu)點(diǎn)是動(dòng)態(tài)響應(yīng)好，開關(guān)頻率固定，實(shí)現(xiàn)電路簡(jiǎn)單，缺點(diǎn)是輸出波形中含有與三角載波相同頻率的諧波，跟隨誤差較大，開關(guān)損耗較大且開關(guān)頻率固定，在大功率應(yīng)用中受到限制。4.4.3無差拍控制該控制法是一種采用數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)的預(yù)測(cè)控制方法，它以電流誤差等于零為目標(biāo)，根據(jù)第K個(gè)時(shí)刻的補(bǔ)償電流參考值和實(shí)際值，計(jì)算第K+1時(shí)刻的電流參考值及各種開關(guān)狀態(tài)下的逆變器電流輸出值。選擇使電流誤差最小的開關(guān)模式作為第K+1時(shí)刻的開關(guān)狀態(tài)，該方法的優(yōu)點(diǎn)是能夠快速響應(yīng)電流的突然變化，特別適合快速暫態(tài)控制。缺點(diǎn)是計(jì)算量大，而且對(duì)系統(tǒng)參數(shù)依賴性較大。近年來隨著微機(jī)控制技術(shù)的不斷發(fā)展以及數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)運(yùn)算速度的不斷提高，無差拍控制法及其它快速優(yōu)化控制法在有源濾波器中得到進(jìn)一步的應(yīng)用。4.4.4基于空間矢量的電壓控制前面的三種方法都是對(duì)APF的電流進(jìn)行跟蹤控制，而本節(jié)要介紹的控制方法是通過控制有源電力濾波器的輸出電壓，使其輸出電流跟蹤參考電流的變化，因此該控制方法稱為電壓控制方法。目前用于APF的電壓控制方法很多，如空間矢量PWM控制、預(yù)估電流PWM控制、無差拍PWM控制、自適應(yīng)PWM控制等。本節(jié)將主要介紹本文所采用的控制策略——基于空間矢量的電壓控制。圖3.12為APF的三相電壓逆變器的等值電路。由此電路可得相關(guān)計(jì)算方程：圖4.12三相電壓逆變器等值電路根據(jù)本章有源電力濾波器的原理圖可得：uc(t)=L=Ldic(t)+Ric(t)+us(t)dtdiref(t)dt+Riref(t)+us(t)（4.20）其中L、R分別表示有源電力濾波器的等效電感與電阻。uc(t)為電壓矢量、iref(t)為參考電流矢量，控制目標(biāo)為ic(t)=iref(t)。由上式可得參考電壓變換到α-β坐標(biāo)系的矩陣表達(dá)式為：?uαrt(t)???=u(t)?βr??11?1--???uar(t)?222????（4.21）u(t)br???3?3????ucr(t)??0-??22??在分析過程中，可將三相六開關(guān)視為理想開關(guān)元件，它們的通斷控制用相應(yīng)的開關(guān)函數(shù)描述。定義開關(guān)函數(shù):i開通VT3+i關(guān)斷Si0，VTi關(guān)斷VT3+i開通（i=1,2,3）則有源電力濾波器的輸出電壓為（以0點(diǎn)為電壓零點(diǎn)）?uca??s1??=?s?uu?cb???2?dc（4.22）??ucc????s3??將上式變換到α-β坐標(biāo)系，可得：?11?-??uca(t)??1-22???uαc(t)?2??u(t)?u(t)?=??cb?3??βc?3????ucc(t)??0-??22???11?1--???s1?222????（