通信對抗原理第3章-通信信號的測向與定位課件

第3章通信信號的測向與定位3.1測向與定位概述3.2測向天線3.3振幅法測向3.4相位法測向3.5相關干涉儀測向3.6多普勒測向3.7到達時差測向3.8空間譜估計測向3.9通信輻射源定位習題

第3章通信信號的測向與定位3.1測向與定位概述無線電測向和定位就是確定通信輻射源的來波方向和位置。對通信信號的測向和定位既是通信對抗系統(tǒng)領域的一個重要和相對獨立的技術領域，也是通信偵察系統(tǒng)的重要組成部分。本章重點討論通信信號測向定位的基本原理和方法。無線電測向和定位就是確定通信輻射源的來波方向和位置。對通3.1測向與定位概述3.1.1通信輻射源測向系統(tǒng)組成通信測向系統(tǒng)包括測向天線、接收機、處理器、控制器和顯示器等設備。其基本組成如圖3.1-1所示。測向天線接收空間的電磁信號，在少數(shù)情況下，測向天線由單個天線構(gòu)成。在大多數(shù)情況下，測向天線由在空間按照一定規(guī)律排列的多個天線陣元構(gòu)成，根據(jù)不同的測向方法，這些天線陣元形成不同的結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)測向系統(tǒng)的要求。測向接收機的主要功能是對天線系統(tǒng)送來的信號進行選擇和放大，為隨后的測向處理提供幅度特性和相位特性合適的中頻信號。根據(jù)測向方法的不同，測向接收機可以采用單信道和多信道的接收機。3.1測向與定位概述圖3.1-1通信測向設備的基本組成圖3.1-1通信測向設備的基本組成測向處理、控制及顯示單元的主要功能是對測向接收機送來的含有方位信息的測向信號進行模/數(shù)(ADC)變換、處理和運算，從信號中提取方位信息，并對測向結(jié)果進行存儲、顯示或打印輸出。它的另一功能是控制測向設備各組成部分(測向天線、接收機、測向處理顯示器、輸出接口等)協(xié)調(diào)工作，例如測向天線的陣元轉(zhuǎn)換、接收機本振及信道的控制、測向工作方式的選擇、測向速度及其他工作參數(shù)的設置、測向設備的校準以及測向結(jié)果的輸出等均由測向處理控制顯示單元來控制。測向處理部分的具體工作原理和工作過程因測向設備的不同而不同，對此我們將在后面的有關章節(jié)中作相應介紹。測向處理、控制及顯示單元的主要功能是對測向接收機送來的含3.1.2通信測向和定位技術分類通信測向和定位系統(tǒng)的分類比較復雜，它可以按照工作頻段、運載平臺和工作原理等進行分類。由于通信信號的來波方向可以從信號的幅度、相位、多普勒頻移、到達時間等參數(shù)中獲得，因此我們按照工作原理將測向方法分為振幅法、相位法、多普勒法、到達時差法等測向方法。(1)振幅法測向。根據(jù)測向天線陣列各陣元(單元天線)感應來波信號后輸出信號的幅度大小，即利用天線各陣元的直接幅度響應或者比較幅度響應，測得來波到達方向的方法稱為振幅法測向，也稱幅度法測向。(2)相位法測向。根據(jù)測向天線陣列各陣元之間的相位差，測定來波到達方向的方法稱為相位法測向。如相位干涉儀測向、多普勒和準多普勒測向技術等。3.1.2通信測向和定位技術分類(3)多普勒法測向。利用測向天線自身以一定的速度旋轉(zhuǎn)引起的接收信號附加多普勒調(diào)制進行測向的方法，稱為多普勒法測向。多普勒法測向本質(zhì)上屬于相位法測向。(4)時差測向。根據(jù)測得的來波信號到達測向天線陣列中兩個或兩個以上不同位置的陣元的時間差來測定來波到達方向的方法稱為到達時間差測向，簡稱時差測向。(5)空間譜估計測向技術。空間譜估計測向是將測向天線陣列接收的信號分解為信號與噪聲兩個子空間，利用來波方向構(gòu)成的矢量與噪聲子空間正交的特性測向。無源定位是在通信測向的基礎上發(fā)展起來的，因而利用測向的結(jié)果進行定位計算或估計是最經(jīng)典和最成熟的定位技術，稱為測向定位法。后來，隨著各種測向和定位技術的開發(fā)及利用，時差定位、多普勒頻移定位、測向和頻差以及時差和頻差的聯(lián)合定位也逐步發(fā)展并進入了實用階段。(3)多普勒法測向。利用測向天線自身以一定的速度旋轉(zhuǎn)引起3.1.3通信測向和定位設備的主要指標測向和定位設備在電性能、物理性能、環(huán)境和使用要求及接口功能等多方面都有嚴格的指標要求。本節(jié)主要討論測向和定位設備在電性能方面的主要指標。(1)工作頻率范圍。工作頻率范圍是指通信測向和定位系統(tǒng)的工作頻率范圍。例如，短波測向設備的工作頻率范圍通常為1.5～30MHz；超短波測向設備的工作頻率范圍目前多數(shù)為20～1000MHz或30～1000MHz。(2)測向范圍。測向范圍是指通信測向和定位系統(tǒng)的可測向的空域范圍。如方位全向工作、半向工作或者部分方向測向等。3.1.3通信測向和定位設備的主要指標(3)瞬時處理帶寬。當要求能對短持續(xù)時間信號(如短脈沖、跳頻信號)進行測向或定位時，為了保證測向或定位反應時間能適應對短持續(xù)時間信號搜索截獲和采樣方面的要求，對測向或定位設備的瞬時射頻帶寬和處理帶寬(例如常用的FFT處理帶寬)提出了相應的要求。通常測向或定位處理器的瞬時處理帶寬決定了測向或定位設備的瞬時射頻帶寬。(4)測向和定位誤差。測向和定位誤差包括測向和定位準確度、測向和定位精度等指標。①測向誤差。測向誤差表示在一定的來波信號強度下測向設備測得的目標方位角與其真實方位角之差的統(tǒng)計值，這是測向設備最重要的指標。通常，這一指標有兩種表述方式。(3)瞬時處理帶寬。當要求能對短持續(xù)時間信號(如短脈沖、(a)設備測向誤差：表示不包含測向天線的基本測向設備的測向誤差。由于不涉及測向天線，不存在場地和周圍環(huán)境的影響，因此這一誤差很小，一般測向設備的測向誤差均±(0.5～1°)范圍內(nèi)。(b)系統(tǒng)測向誤差：表示包含測向天線在內(nèi)的整個測向系統(tǒng)的總的測向誤差。檢測時，應在外場環(huán)境中把整個測向系統(tǒng)安裝在規(guī)定的平臺上，并在一定距離上開設目標電臺，進行現(xiàn)場測試。在檢測這一指標過程中，場地和周圍環(huán)境對指標的測試結(jié)果影響很大，故對這一指標一般都要注明場地要求和周圍環(huán)境要求。例如對場地的大小、平坦度、周圍的障礙物(山林、高樓、鐵塔、高壓線網(wǎng)等)和無關輻射源等都會提出一定的要求。(a)設備測向誤差：表示不包含測向天線的基本測向設備的測由于測試場地和周圍環(huán)境對測向誤差的影響不可能完全消除掉，因此系統(tǒng)測向誤差不是用某一點上的測試結(jié)果來表示，而是用若干測試值的均方根值來表示。②定位誤差。當采用測向法定位時，測向誤差將直接影響定位誤差；當采用時差定位和其他定位方法時，時間及其他參數(shù)測量的準確度等原因直接影響定位誤差。定位誤差一般采用所確定的目標定位模糊區(qū)域的圓概率誤差(CEP)(即用圓的直徑與定位距離的比值)表示。(5)測向反應時間。測向反應時間通常有兩種不同的表述方式。由于測試場地和周圍環(huán)境對測向誤差的影響不可能完全消除掉，①測向和定位速度：表示測向或定位設備對目標完成一次測向或定位所需要的時間，它包括接到命令把接收機置定到被測頻率上截獲目標信號、進行處理運算以及把結(jié)果送到顯示器顯示出來這一過程所需要的全部時間。②容許的信號最短持續(xù)時間：表示測向或定位設備為保證測向或定位精度所需要的被測信號的最短持續(xù)時間。一般測向或定位設備的處理器對接收機輸出的中頻信號需要通過采樣完成模/數(shù)變換，而后進行處理運算。只有信號持續(xù)時間足夠長，才能采集到足夠數(shù)量的樣本以保證相應的精度。(6)測向靈敏度。測向和定位靈敏度是在保證容許的測向示向度偏差(測向誤差)或定位誤差條件下所需被測信號的最小場強，通常以μV/m為單位。①測向和定位速度：表示測向或定位設備對目標完成一次測向或測向靈敏度與工作頻率有關。對一部寬頻段工作的測向或定位設備而言，測向或定位靈敏度不能用某一個數(shù)值來表示，至少在不同的子頻段內(nèi)，靈敏度是不同的。所以在測向或定位設備產(chǎn)品性能介紹中，測向或定位靈敏度通常用一個數(shù)值范圍來表述。有不少測向設備同時附有E0-f變化曲線，這種表述方式更為確切。測向靈敏度直接影響測向和定位誤差。測向或定位誤差與靈敏度直接相關，在表示測向或定位靈敏度指標時，必須同時注明容許的測向或定位誤差。(7)測向方式。測向和定位設備的測向方式屬于功能性要求，通常有守候式測向、掃描式測向、搜索引導式測向、規(guī)定時限的測向、連續(xù)測向等。測向靈敏度與工作頻率有關。對一部寬頻段工作的測向或定位設3.2測向天線3.2.1概述天線是通信對抗系統(tǒng)的傳感器，其作用是將電信號轉(zhuǎn)換為電磁信號(干擾)，或者將電磁信號轉(zhuǎn)換為電信號(偵察和測向)。由于通信對抗系統(tǒng)感興趣信號的頻率范圍非常寬，占據(jù)了很寬的頻段，因此要求其天線是寬頻段天線。在一般情況下，天線工作在一個相對較窄的頻帶內(nèi)，因此可采用多副天線。而系統(tǒng)的安裝空間是有限的，要在有限的空間中安裝多副天線是難以實現(xiàn)甚至是不可能的。從這種意義上看，通信對抗系統(tǒng)需要使用在很寬的頻率范圍內(nèi)都有效的寬頻帶天線。3.2測向天線測向系統(tǒng)一般采用由多個單元天線(或稱“陣元”)組合形成的天線陣列，以便確定來波的方向。在某些情況下，也可以采用一個單元天線完成測向任務。天線陣的結(jié)構(gòu)通常與測向方法密切相關，不同的測向方法需要不同的天線陣列結(jié)構(gòu)。通信對抗系統(tǒng)覆蓋的頻率范圍很寬，它通常在不同的頻段使用不同的天線。在低頻范圍內(nèi)常用的天線類型包括偶極子天線、單極子天線和對數(shù)周期天線，三者結(jié)構(gòu)都比較簡單，并且前兩者是全向的，而后者有較好方向性和較寬的頻帶。本節(jié)簡要介紹在通信偵察系統(tǒng)中常用的一些天線單元及其基本特點。天線通常具有互易性，即普通的天線既可以作為發(fā)射天線，也可以作為接收天線，所表現(xiàn)的特性是相同的。但是當使用有源天線時，天線中包含的放大器等有源器件是單向的，有源天線不再滿足互易性特性。測向系統(tǒng)一般采用由多個單元天線(或稱“陣元”)組合形成的天線的三個重要參數(shù)是頻率響應、方向性和阻抗特性。天線的頻率響應決定了天線可以有效發(fā)射或者接收信號的帶寬，天線的方向性描述天線輻射的電磁信號的能量在空間各個方向的能量分布情況。當天線的阻抗與其負載或者源的阻抗匹配時，其駐波比最小，得到的輻射效率最高并且實現(xiàn)最大功率傳輸。天線的阻抗通常是一個復阻抗，需要共扼匹配才能達到最佳。天線的主要參數(shù)包括主瓣、半功率波束寬度、平均功率寬度、輻射方向、副瓣、副瓣電平、增益等，定義如圖3.2-1所示。天線的有效面積用符號Ae表示，它決定了天線從它所在的空間中獲取的電磁信號的總能量。不計損耗，天線獲取的能量天線的三個重要參數(shù)是頻率響應、方向性和阻抗特性。天線的頻為

PR=PdAe(3.2-1)其中,Pd是天線周圍的電磁信號的功率密度。注意天線的有效面積并不是它的物理面積，一般為(0.4～0.7)倍的物理面積。天線有效面積和天線增益之間的關系如下：天線增益表明了天線的方向性，它是將有向天線的增益與一個全向天線進行比較，用它相對于全向天線增益的分貝數(shù)(dBi)度量天線的增益。換句話說，全向天線沒有增益，它在各個方向的輻射功率相同。通信對抗系統(tǒng)中經(jīng)常使用全向天線，因為事先并不知道目標信號在哪個方向輻射，因此假定目標可能出現(xiàn)在任何方向。(3.2-2)為(3.2-2)圖3.2-1天線的參數(shù)圖3.2-1天線的參數(shù)3.2.2線天線線天線由安裝在某種支撐結(jié)構(gòu)上的一段導體組成。如果它的中點作為饋入點，就構(gòu)成了偶極子天線，如果它的一端作為饋入點，就構(gòu)成了單極子天線。1.偶極子天線偶極子天線是最常用的也是最簡單的無源單元天線。它由同方向上對齊的兩個陣元構(gòu)成，圖3.2-2是它的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖。天線的方向圖與其物理尺寸有關。偶極子天線的方向圖形狀主要取決于它的長度。圖3.2-2給出了L=λ/2和L=λ兩種不同長度的天線的方向圖。當L=λ/2(半波長)時，俯仰方向的3dB3.2.2線天線波束寬度為78°，水平方向的3dB波束寬度為360°。半波長偶極子天線增益為2dBi，天線有效面積為Ae=1.64λ2/4π。天線的增益與頻率有關，當偏離中心頻率時，天線增益會下降。注意，上述給出的天線方向圖形狀是假設天線是垂直于地面放置。如果天線垂直于地面放置，則它的極化方向也是垂直于地面，即天線的極化與它的電軸一致。波束寬度為78°，水平方向的3dB波束寬度為360°。半波長圖3.2-2偶極子天線的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖圖3.2-2偶極子天線的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖2.單極子天線單極子天線是由安裝在地平面上的單個陣元構(gòu)成的，圖3.2-3是它的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖。單極子天線也是非常簡單的天線，它是VHF頻段內(nèi)戰(zhàn)術電臺的常用天線形式。由于受地平面的影響，俯仰方向只要0°以上有效，俯仰方向的3dB波束寬度接近45°，水平方向的3dB波束寬度為360°。單極子天線的長度一般是λ/4，其最大增益為0dB，天線有效面積Ae≈λ2/4π。需要說明的是，這里地平面在很多情況下并非真實的地面，而是電器地，如機箱外殼等。如果單極子天線安裝在地面，則需要保證良好的接地，否則會影響其輻射性能。手持電話和移動通信系統(tǒng)使用的天線都屬于單極子天線，在這些情況下，天線的方向圖特性會變差。2.單極子天線圖3.2-3單極子天線的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖圖3.2-3單極子天線的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖3.環(huán)形天線環(huán)形天線有與偶極子天線類似的輻射特性，其形狀可以是圓環(huán)，也可以是任意形狀的環(huán)。圖3.2-4是環(huán)形天線的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖。圖3.2-4是環(huán)形天線垂直放置的情況。其俯仰方向為全向，即360°，水平方向的3dB波束寬度為兩個90°。環(huán)形天線有效面積Ae≈0.63λ2/4π。一般情況下，環(huán)的半徑比波長小得多。3.環(huán)形天線圖3.2-4環(huán)形天線的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖圖3.2-4環(huán)形天線的結(jié)構(gòu)和輻射方向圖4.交叉環(huán)天線環(huán)形天線的一個重要形式是交叉環(huán)天線。交叉環(huán)天線由兩個互相垂直的圓環(huán)(或矩形環(huán))、寬帶移相器和功率相加器等部分組成。垂直環(huán)的二路輸出信號經(jīng)移相器時產(chǎn)生90°相移，再送入相加器相加或相減，產(chǎn)生各向同性輸出，其結(jié)構(gòu)如圖3.2-5所示。以上幾種單元天線均屬無方向性天線，其中環(huán)形天線和水平偶極子天線是無線電測向設備早期經(jīng)常使用的一種測向天線，多用于短波波段。交叉環(huán)天線也是短波測向天線中廣泛使用的天線之一。4.交叉環(huán)天線圖3.2-5交叉環(huán)天線圖3.2-5交叉環(huán)天線5.對數(shù)周期天線對數(shù)周期天線結(jié)構(gòu)和輻射特性示意圖如圖3.2-6所示。對數(shù)周期天線是一種寬帶天線，是傳統(tǒng)的電視機室外天線。對數(shù)周期天線由數(shù)個不同長度的偶極子天線組成，各陣子的間距與天線工作頻率成對數(shù)關系，使得對數(shù)天線可以覆蓋很快的頻率范圍，甚至可以得到10∶1。它的俯仰方向的3dB波束寬度約為80°，水平方向的3dB波束寬度約為60°。其最大增益約為6dBi，天線有效面積Ae≈4λ2/(4π)。5.對數(shù)周期天線圖3.2-6對數(shù)周期天線結(jié)構(gòu)和輻射特性示意圖圖3.2-6對數(shù)周期天線結(jié)構(gòu)和輻射特性示意圖6.螺旋天線螺旋天線由繞成多匝的線圈構(gòu)成，其結(jié)構(gòu)示意圖如圖3.2-7所示。螺旋天線有多種形式，如正向螺旋天線、軸向螺旋天線、錐形螺旋天線、平面螺旋天線等，每種形式的天線的特性不同。螺旋天線產(chǎn)生的電磁波是圓極化的或者橢圓極化的，螺旋的直徑盡可能與信號波長一致，以滿足輻射特性的要求。軸向螺旋天線的是一種寬帶定向天線，其增益約為12～20dBi，天線有效面積為Ae=4λ2/π～8λ2/π。對數(shù)周期螺線天線的帶寬很寬，可以覆蓋3～4個倍頻程，其增益約為0～6dBi。天線的輻射特性是定向的，波束寬度為80°左右。6.螺旋天線圖3.2-7螺旋天線結(jié)構(gòu)示意圖圖3.2-7螺旋天線結(jié)構(gòu)示意圖3.2.3口徑天線與線天線不同，對電磁波的傳播而言，口徑天線呈現(xiàn)的是一種二維結(jié)構(gòu)，而線天線呈現(xiàn)的是一維結(jié)構(gòu)。此外，口徑(面)天線主要應用在頻率較高的場合。1.喇叭天線喇叭天線被廣泛應用于高頻段。它通常使用波導饋入激勵信號，在波導的尾部，其開口逐步變寬，形成喇叭式口徑天線。喇叭天線的結(jié)構(gòu)和輻射特性示意圖如圖3.2-8所示。喇叭天線是定向天線，其輻射方向指向喇叭口徑面的法線方向，天線的最大有效面積Ae=0.81A，A是口徑的物理面積。除了普通喇叭天線外，為了擴展頻率范圍，可以使用雙脊喇叭天線，其工作頻率范圍可以達到幾個倍頻程。3.2.3口徑天線圖3.2-8喇叭天線的結(jié)構(gòu)和輻射特性示意圖圖3.2-8喇叭天線的結(jié)構(gòu)和輻射特性示意圖2.拋物面天線拋物面天線是一種反射天線，它的饋源放置在拋物反射面的焦點上，饋源輻射的電磁波經(jīng)過拋物面反射后形成波束。這類天線具有極好的增益和方向性性能，在高頻范圍獲得了廣泛的應用。它的波束寬度的變化范圍為0.5～30°，增益變化范圍為10～55dBi。3.2.4有源天線天線通常是無源器件。如果使用有源器件(如放大器)來改善某些短小天線的某些特性，或者減小天線的尺寸，這類天線就稱為有源天線。天線的增益與其長度有關，因此天線收集的電磁信號的能量隨著天線長度的增加而增加。連接到短小尺寸天線輸出端口2.拋物面天線的放大器可以對天線收集的微弱信號進行放大，使得信號功率增加，提高有源天線輸出信號功率，獲得一定的增益。有源天線的帶寬與天線元和有源放大器的頻帶兩者有關，因此在寬帶應用中，有源放大器通常使用寬帶低噪聲放大器。由于放大器不是在全部工作頻率范圍內(nèi)都具有線性特性，因此放大器可能會出現(xiàn)強弱信號之間的交調(diào)干擾，這是有源天線設計中必須考慮的。有源天線的主要優(yōu)點是尺寸小，與相同特性的無源天線相比，它的尺寸要小得多。這一點在較低頻率范圍(HF或者以下)是十分重要的，因為在這個頻段天線尺寸是很大的。目前有源天線的噪聲可以設計得很小，互調(diào)問題也得到很好的解決，所以在高頻、甚高頻和特高頻頻段各種測向天線中得到了廣泛的應用。的放大器可以對天線收集的微弱信號進行放大，使得信號功率3.2.5陣列天線可以將前面討論的偶極子天線、喇叭天線、螺旋天線等單個天線元組合起來，形成各種天線陣列，實現(xiàn)相控陣天線和各種測向天線。這些陣列天線可以表現(xiàn)出單個天線難以實現(xiàn)的輻射特性。天線陣列的排列方式比較靈活，如可以排列成L形、T形、均勻圓陣、三角形、多邊形等。圖3.2-9給出了幾種常用的陣列天線的陣元分布圖。圖3.2-9(a)、(b)、(c)所示三種陣列天線是相位干涉儀測向方法經(jīng)常使用的陣列形式，圓陣在多普勒測向方法和相關干涉儀測向方法中經(jīng)常使用，矩形陣列經(jīng)常作為相控陣天線陣列使用。陣列天線的應用與測向方法有關，需要結(jié)合測向方法進行說明，相關的內(nèi)容將結(jié)合后續(xù)各節(jié)的測向方法進一步討論。3.2.5陣列天線圖3.2-9幾種常用的陣列天線的陣元分布圖圖3.2-9幾種常用的陣列天線的陣元分布圖3.3振幅法測向振幅法測向是利用天線對不同方向來波的幅度響應測量通信信號的到達方向的。振幅法測向方法有最大幅度法、相鄰比幅法等。3.3.1最大幅度法1.最大幅度法測向的基本原理最大幅度法測向的基本原理是，利用波束寬度為θr的窄波束偵察天線，以一定的速度在測角范圍ΩAOA內(nèi)連續(xù)搜索，當收到的通信信號最強時，偵察天線波束指向就是通信輻射源信號的到達方向角。其基本原理如圖3.3-1所示。3.3振幅法測向圖3.3-1最大幅度法測向的原理圖3.3-1最大幅度法測向的原理最大幅度法通常采用兩次測量法，以提高測角精度。在天線搜索過程中，當通信輻射源信號的幅度分別高于、低于檢測門限時，分別記錄波束指向角θ1和θ2，且將它們的平均值作為到達角的一次估值：2.測角精度和角度分辨率最大幅度法的測角誤差包括系統(tǒng)誤差和隨機誤差，其中系統(tǒng)誤差主要來源于測向天線的安裝誤差、波束畸變和非對稱誤差等，可以通過各種系統(tǒng)標校方法消除或者減小。這里主要討論隨機誤差。(3.3-1)最大幅度法通常采用兩次測量法，以提高測角精度。在天線搜索測角系統(tǒng)的隨機誤差主要來自系統(tǒng)噪聲。由于噪聲的影響，檢測出的角度θ1和θ2出現(xiàn)偏差Δθ1和Δθ2，通常這兩個偏差是均值為零的隨機過程。由于兩次測量的時間較長，可以認為Δθ1和Δθ2是統(tǒng)計獨立的，并且具有相同的分布，因此測角均值是無偏的，其中E［·］是統(tǒng)計平均。角度測量方差為(3.3-2)(3.3-3)測角系統(tǒng)的隨機誤差主要來自系統(tǒng)噪聲。由于噪聲的影響，檢測設檢測門限對應的信號電平為A(最大增益電平的一半)，噪聲電壓均方根為σn，天線波束的公稱值為，將噪聲電壓換算成角度誤差的均方根值，即(3.3-4)其中,，即測角方差為(3.3-5)可見，最大幅度法的測角誤差與波束寬度的平方成正比，與檢測信噪比成反比。設檢測門限對應的信號電平為A(最大增益電平的一半)，噪聲最大幅度法的角度分辨率主要取決于測向天線的波束寬度，而波束寬度與天線口徑d有關。根據(jù)瑞利光學分辨率準則，當信噪比大于10dB時，角度分辨率為最大幅度法主要應用在微波波段，微波波段容易得到具有強方向性的天線。它的優(yōu)點是：(1)測向系統(tǒng)靈敏度高；(2)成本低，只需要單個通道；(3)具有一定的多信號測向能力；(4)測向天線可以與監(jiān)測共用。最大幅度法測向的缺點是：(1)空域截獲概率反比于天線的方向性；(2)難以對駐留時間短的信號測向；(3)測向誤差較大。(3.3-6)最大幅度法的角度分辨率主要取決于測向天線的波束寬度，而波3.3.2最小振幅法與最大幅度法測向類似，最小幅度法測向的基本原理是，利用波束寬度為θr的窄波束偵察天線，以一定的速度在測角范圍ΩAOA內(nèi)連續(xù)搜索，當收到的通信信號最小時，偵察天線波束指向就是通信輻射源信號的到達方向角。最小幅度法實際上是將偵察天線的波束零點對準來波方向。當波束零點對準來波方向時，天線感應信號為零，測向接收機輸出信號為零，此時天線零點方向就判斷為來波方向。最小幅度法的測向精度和角度分辨率比最大幅度法高，測向方法簡單，可以使用簡單的偶極子天線測向。這種方法主要用于長波和短波波段。3.3.2最小振幅法3.3.3單脈沖比幅法單脈沖相鄰比幅法使用N個相同方向圖函數(shù)的天線，均勻分布到360°方向。通過比較相鄰兩個天線輸出信號的幅度，獲得信號的到達方向。相鄰比幅測向法是單脈沖測向技術的一種，典型的四通道單脈沖測向系統(tǒng)組成原理如圖3.3-2所示。每個天線分別對應一個接收通道，接收通道由射頻放大、檢波、放大等組成。將N個具有相同方向圖的天線均勻分布在［0，2π］方位內(nèi)，相鄰天線的張角為θs=2π/N，設各天線方向圖函數(shù)為F(θ－iθs),i=0,1,…,N－1(3.3-7)3.3.3單脈沖比幅法圖3.3-2四通道單脈沖測向系統(tǒng)組成原理圖3.3-2四通道單脈沖測向系統(tǒng)組成原理各個天線接收的信號經(jīng)過相應的幅度響應為Ki的接收通道，輸出信號的包絡為si(t)=lg［KiF(θ－iθs)A(t)］,i=0,1,…,N－1(3.3-8)其中,A(t)是接收信號的包絡。設天線方向圖是對稱的，即F(θ)=F(－θ)，當通信信號到達方向位于任意兩個天線之間，且偏離兩天線等信號軸的夾角為φ時，其關系如圖3.3-3所示。對應通道輸出的信號分別為(3.3-9)各個天線接收的信號經(jīng)過相應的幅度響應為Ki的接收通道，輸圖3.3-3相鄰天線方向圖圖3.3-3相鄰天線方向圖將兩個通道的輸出信號相除，得到其輸出電壓比為

還可以用分貝表示其對數(shù)電壓比(3.3-10)(3.3-11)將兩個通道的輸出信號相除，得到其輸出電壓比為(3.3-1當各通道幅度響應為Ki完全相同時，上式可以簡化為式(3.3-12)給出了兩個通道輸出電壓與到達方向的關系，也是相鄰比幅法測向的基礎。在系統(tǒng)中，方向圖函數(shù)F(θ)和天線張角是已知的，因此可以利用上式計算到達方向角φ。當采用高斯方向圖函數(shù)時，方向圖的表達式為(3.3-12)(3.3-13)當各通道幅度響應為Ki完全相同時，上式可以簡化為(3.3-1其中,θr是半功率波束寬度。設K1=K2，將F(θ)代入對數(shù)電壓比表達式，得到或者可見，波束越窄，天線越多，誤差越小。與最大/最小振幅測向法相比，相鄰比幅測向法的優(yōu)點是測向精度高，具有瞬時測向能力，但是其設備復雜，并且要求多通道的幅度響應具有一致性。(3.3-14)(3.3-15)其中,θr是半功率波束寬度。設K1=K2，將F(θ)代入對數(shù)3.3.4沃森-瓦特比幅法沃森-瓦特(Watsonwatt)測向?qū)儆诒确鶞y向法。它利用正交的測向天線接收的信號，分別經(jīng)過兩個幅度和相位響應完全一致的接收通道進行變頻放大，然后求解或者顯示(利用陰極射線管顯示)反正切值，解出或者顯示來波方向。沃森-瓦特測向法具體實現(xiàn)時，可以采用多信道(三信道)，也可以采用單信道?，F(xiàn)代沃森瓦特測向設備增加了自動數(shù)字測向、數(shù)字信號處理等微電子技術，使設備的功能更強，性能更高，得到廣泛的應用，其構(gòu)成框圖如圖3.3-4所示。3.3.4沃森-瓦特比幅法圖3.3-4沃森-瓦特測向設備組成圖3.3-4沃森-瓦特測向設備組成下面以四天線陣(愛德柯克，Adcok)為例，說明沃森-瓦特測向的基本原理。如圖3.3-5所示，當一均勻平面波以方位角α、仰角β照射到正交的天線陣。設天線陣中心點接收電壓為U0(t)=A(t)cos(ωt+φ0)(3.3-16)以正北方向為基準，在圓陣上均勻分布的四個天線單元獲得的電壓為(3.3-17)下面以四天線陣(愛德柯克，Adcok)為例，說明沃森-瓦圖3.3-5沃森-瓦特測向的天線位置關系圖3.3-5沃森-瓦特測向的天線位置關系式中，β為電波入射仰角；α為電波入射方位角；d為天線陣直徑；λ為信號波長；ω為信號角頻率；A(t)為信號包絡。天線陣的輸出是兩組天線的電壓差，即(3.3-18)當d<<λ時，上式可化簡為(3.3-19)式中，β為電波入射仰角；α為電波入射方位角；d為天線陣直徑；可見，天線陣列輸出的差信號的幅度分別是方位角的余弦函數(shù)和正弦函數(shù)，是仰角的余弦函數(shù)。天線陣輸出的和信號為(3.3-20)注意到，當且僅當滿足(3.3-20)可見，天線陣列輸出的差信號的幅度分別是方位角的余弦函數(shù)和或者或者時，和信號的正交項UΣ⊥(t)=2A(t)sin(ωt+φ0)C(α,β)與兩個差信號同相，它們的乘積分別為(3.3-21)或者或者時，和信號的正交項UΣ⊥(t)=2A(t)s經(jīng)過低通濾波后，輸出信號為可以求得α和β分別為(3.3-22)(3.3-23)(3.3-24)經(jīng)過低通濾波后，輸出信號為可以求得α和β分別為(3.3-22傳統(tǒng)的沃森-瓦特測向采用CRT顯示到達角。將兩個差通道輸出電壓分別送到偏轉(zhuǎn)靈敏度一致的陰極射線管的垂直和水平偏轉(zhuǎn)板上，在理想情況下，在熒光屏上將出現(xiàn)一條直線，它與垂直方向的夾角就是方位角。一般情況下，電波存在干涉，顯示的圖形就不再是一條直線而是一個橢圓，它的長軸是指示來波方向。傳統(tǒng)的沃森-瓦特測向采用數(shù)字信號處理技術，通過數(shù)字濾波器提取信號，計算來波方向。多信道沃森-瓦特測向的特點是測向時效高、速度快、測向準確、可測跳頻信號，并且CRT顯示可以分辨同信道干擾。但是其系統(tǒng)復雜，并且要求接收機通道幅度和相位一致，實現(xiàn)的技術難度較高。單信道沃森-瓦特測向系統(tǒng)簡單、體積小、重量輕、機動性能好，但是測向速度受到一定的限制。傳統(tǒng)的沃森-瓦特測向采用CRT顯示到達角。將兩個差通道輸3.4相位法測向相位干涉儀測向是根據(jù)電波從不同的方向到達測向天線陣時，各天線陣元接收的信號的相位不同，通過測量來波的相位和相位差，可以確定來波方向。相位干涉儀的最簡單結(jié)構(gòu)是單基線干涉儀，此外還有多基線干涉儀等形式。3.4.1單基線干涉儀測向在原理上相位干涉儀可以實現(xiàn)快速測向。下面利用單基線的相位干涉儀說明其原理，單基線相位干涉儀原理如圖3.4-1所示。3.4相位法測向圖3.4-1單基線相位干涉儀原理圖3.4-1單基線相位干涉儀原理單基線相位干涉儀有兩個完全相同的接收通道。設有一個平面電磁波從天線視軸夾角θ方向到達測向天線1和2，則天線陣輸出信號相位差為其中,λ是信號波長；l是天線間距，也稱為基線長度。如果兩個接收通道的幅度和相位響應完全一致，那么正交相位檢波輸出為(3.4-1)(3.4-2)單基線相位干涉儀有兩個完全相同的接收通道。設有一個平面電K為系統(tǒng)增益。進行角度變換，得到測向輸出為(3.4-3)由于鑒相器的無模糊相位檢測范圍為［－π,π］，因此單基線干涉儀的無模糊測角范圍［－θmax，θmax］為(3.4-4)對式(3.4-3)求微分，可以得到測角誤差的關系如下：K為系統(tǒng)增益。進行角度變換，得到測向輸出為(3.4-3)(3.4-5)由上式可見：測角誤差主要來源于相位誤差Δ和頻率不穩(wěn)定誤差Δλ，誤差大小與到達角θ有關。在天線視軸方向(θ＝0)誤差最小，在基線方向(θ=π/2)誤差非常大，是測向的盲區(qū)。因此，一般將單基線干涉儀的測向范圍限制在［－π/3,π/3］內(nèi)。相位誤差包括相位測量誤差、系統(tǒng)噪聲引起的誤差等。相位誤差Δ與l/λ成反比。l越長，測向精度越高，但無模糊測角范圍越小。因此，單基線干涉儀測向難以解決高的測向精度與大的測角范圍的矛盾。(3.4-5)由上式可見：測角誤差主要來源于相位誤差Δ3.4.2一維多基線相位干涉儀測向在多基線相位干涉儀中，利用長基線保證精度，短基線保證測角范圍。多基線相位干涉儀原理如圖3.4-2所示。其中，0天線為基準天線，它與其他天線的基線長度分別為l1、l2、l3，且滿足四個天線接收的信號經(jīng)過混頻、限幅放大，送給三路鑒相器，其中0通道為鑒相的基準。經(jīng)過鑒相得到6個輸出信號為sin1,cos1,sin2,cos2,sin3,cos3。其中3.4.2一維多基線相位干涉儀測向四個天線接收的信號經(jīng)圖3.4-2多基線相位干涉儀原理圖3.4-2多基線相位干涉儀原理(3.4-7)這6路信號經(jīng)過加減電路、極性量化器、編碼器產(chǎn)生8bit方向碼輸出，其方法與比相法瞬時測頻接收機類似。設一維多基線干涉儀的基線數(shù)為k，相鄰基線長度比為n，最長基線編碼器的量化位數(shù)為m，則其理論測向精度為(3.4-8)一維多基線干涉儀的基線長度可以等間距，也可以不等間距安排。目前已經(jīng)提出了分數(shù)比基線，可以很好地利用最小的基線數(shù)解決解模糊的問題。(3.4-7)這6路信號經(jīng)過加減電路、極性量化器、編碼3.4.3二維圓陣相位干涉儀測向上面介紹的是一維相位干涉儀的基本原理，它的原理可以很容易地推廣到二維和多維相位干涉儀，這樣就可以同時測量方位和俯仰角。二維相位干涉儀的天線的排列方式比較靈活，如L形、T形、均勻圓陣、三角形、多邊形等。下面簡單介紹一種二維圓陣相位干涉儀測向原理。設構(gòu)成基線組的三個陣元分布在半徑為R的圓周上，以圓心為坐標原點建立坐標系如圖3.4-3所示。將圓心與陣元1的連線稱為基線組主軸方向，與其垂直的方向為主軸法線方向；主軸方向與x軸正方向的夾角ω為主軸指向；天線陣元2、3相對基線組主軸對稱分布，與圓心的連線和主軸方向的夾角分別為±γ；窄帶信號s(t)的到達方向為(θ，φ)，其中θ是方位角，φ是仰角。3.4.3二維圓陣相位干涉儀測向圖3.4-3三元圓陣結(jié)構(gòu)示意圖圖3.4-3三元圓陣結(jié)構(gòu)示意圖各天線陣元的接收信號可以表示為其中,ri為天線位置矢量;β=2π/λ;ξ為波達方向的導向矢量，即設ψi為天線陣元i接收的信號相對于到達坐標原點處信號的時延相位，則天線陣元1、2和天線1、3之間接收信號的真實相位差ψ12和ψ13分別為(3.4-9)(3.4-10)(3.4-11)各天線陣元的接收信號可以表示為(3.4-9)(3.4-10對ψ12和ψ13分別進行和差運算，得到(3.4-12)其中,ψS和ψD是基線組的真實和相位、真實差相位。設μ是ξ在陣列平面上的投影，即μ=ξx+jξy，根據(jù)式(3.4-10)有μ=cosφ(cosθ+jsinθ)=cosφ[cos(θ－ω)+jsin(θ－ω)](cosω+jsinω)(3.4-13)對ψ12和ψ13分別進行和差運算，得到(3.4-12)其中令μ′=cos(θ－ω)+jsin(θ－ω)，由式(3.4-12)可得到μ′的估計為(3.4-14)綜合上面兩式，可以得到并且真實到達角估計為(3.4-15)(3.4-16)令μ′=cos(θ－ω)+jsin(θ－ω)，由式(3.注意到，在式(3.4-11)中，當天線間距與波長的比值能會大于π，|ψS|和|ψD|也可能會大于π。但是在實際應用中，根據(jù)接收信號和干涉儀鑒相原理計算出的相位差是小于，∈(－π,π］，其和差,∈(－2π,2π］，實際計算所得到的相位差和真實相位差不一致，即出現(xiàn)相位模糊現(xiàn)象。因此，為了得到正確的到達角估計值，需要解相位模糊。假設無相位模糊，那么由式(3.4-16)，設方位角和仰角的估計誤差分別為Δθ和Δφ，根據(jù)全微分公式有時，天線間真實相位差|ψ12|和|ψ13|可注意到，在式(3.4-11)中，當天線間距與波長的比值(3.4-17)其中,ΔψS和ΔψD分別為和相位與差相位的測量誤差。因此可以得到如下結(jié)論：(1)方位角和仰角的估計誤差與基線組和相位、差相位的測量誤差Δψs和ΔψD成正比，與天線間距和信號波長的比R/λ成反比。(3.4-17)其中,ΔψS和ΔψD分別為和相位與差相位的(2)測量準確度與入射波的方位角和仰角有關。當ΔψS和ΔψD固定時，估計誤差隨入射方位角的改變以正弦關系變化；Δθ和Δφ分別與cosθ和sinφ成反比關系，即入射波仰角越低，對方位角的估計精確度越高，對仰角的估計越差。相位干涉儀測向的特點是具有較高的測向精度，但測向范圍有時不能覆蓋全方位，其測向靈敏度高，速度快。干涉儀可以方便地與現(xiàn)代數(shù)字信號處理技術結(jié)合，是一種得到廣泛應用的測向技術。其缺點是沒有同時信號分辨能力，因此通常必須先對信號進行頻率測量，才能進行方向測量；另外，其技術復雜、成本高。(2)測量準確度與入射波的方位角和仰角有關。當ΔψS和Δ3.5相關干涉儀測向相關干涉儀測向本質(zhì)上屬于矢量法測向，它是通過測量天線陣列的各陣元間復數(shù)電壓分布來計算出電波方向的方法，相關干涉儀和空間譜估計都屬這種方法。相關干涉儀采用多陣元天線，按照它的接收機通道數(shù)目，分為單通道、雙通道和多通道相關干涉儀，其基本原理是相同的。下面以雙通道為例，介紹相關干涉儀的基本組成和工作原理。3.5.1雙通道相關干涉儀的組成雙通道相關干涉儀采用多陣元天線、雙通道接收機，實現(xiàn)對信號的監(jiān)測和測向，可以分時實現(xiàn)全方位的測向，得到較高3.5相關干涉儀測向測向精度。天線陣接收的無線電電波信號，經(jīng)天線開關切換后進入兩個射頻通道，變頻為中頻信號，再由兩路ADC進行采樣，采樣數(shù)據(jù)做FFT處理。經(jīng)過多次天線切換后，可以計算出不同天線接收的信號的相位和相位差，最后進行相關干涉測向處理得到信號的方位角。其基本原理如圖3.5-1所示。雙通道相關干涉儀采用分時工作方式，可以分時實現(xiàn)全方位測向。其測向時間比多通道長，但是設備量小、成本低。測向精度。天線陣接收的無線電電波信號，經(jīng)天線開關切換后進入兩圖3.5-1雙通道相關干涉儀的原理框圖圖3.5-1雙通道相關干涉儀的原理框圖3.5.2雙通道相關干涉儀的測向過程相關干涉儀實際上是將測量得到的信號電壓樣本與預先存儲的模板數(shù)據(jù)進行相關運算，按照相關性判斷來波方向。其測向過程如下所述：(1)設置一個天線陣列，天線陣列一般為圓形，陣元一般為3～9個。(2)對給定方向、給定頻率的已知(校正信號)到達波，測出陣列中各陣元間的復數(shù)電壓，即為對應方向、頻率的信號的復數(shù)電壓數(shù)組或模板。(3)在所設計的天線陣列工作頻率范圍內(nèi)，按一定規(guī)律選擇方位、頻率，依次建立樣本群，作為標準模板存起來，形成相關計算的標準數(shù)據(jù)庫。3.5.2雙通道相關干涉儀的測向過程(4)對未知信號測向時，先按照采集樣本的規(guī)則采集未知信號，得到其復數(shù)數(shù)組，并將該數(shù)組與數(shù)據(jù)庫中的模板群進行相關運算和處理，求出被測信號的方向。模板群是預先標定和存儲好的，實際工作時只需要測量和提取未知信號的復數(shù)數(shù)組。設某給定頻率和方向的未知信號的復數(shù)數(shù)組為Φi={φi1,φi2,φi3,…,φim}，i=1,2,…,n(3.5-1)數(shù)據(jù)庫中對已知信號測量得到的復數(shù)數(shù)組為Φ={φ01,φ02,φ03,…,φ0m}(3.5-2)則其相關系數(shù)為(3.5-3)(4)對未知信號測向時，先按照采集樣本的規(guī)則采集未知信號其相關系數(shù)最大值相對應的原始相位樣本值所代表的方位值，就是空間實際入射信號的方位角。在數(shù)字化測向系統(tǒng)中，為了提高處理速度，得到采樣數(shù)據(jù)后，信號的復數(shù)的電壓計算通常利用FFT實現(xiàn)。這樣數(shù)字化測向處理系統(tǒng)的主要任務是兩個：一個是提取復數(shù)電壓，它可以利用FFT實現(xiàn)；另一個是進行相關處理。在雙通道相關干涉儀測向系統(tǒng)中，通過天線開關依次接通多單元圓陣列中的一個天線對，每個天線對可以得到一個復數(shù)電壓，多個天線對得到一組復數(shù)電壓。雙通道與多通道的主要差別是，雙通道測向系統(tǒng)分時獲取復數(shù)電壓矢量，而多通道測向系統(tǒng)同時得到復數(shù)電壓矢量。當被測信號在測量時間內(nèi)的頻率、位置和信號參數(shù)不變時，兩者的結(jié)果是等價的，但是雙通道測向系統(tǒng)需要的測向時間會比多通道長。其相關系數(shù)最大值相對應的原始相位樣本值所代表的方位值，就是空3.5.3相關干涉儀的特點相關干涉儀體制的技術優(yōu)勢主要表現(xiàn)在，它與幅度或相位體制相比，具有高精度、高靈敏度和高抗擾度等突出特點。相關干涉儀的主要技術特點包括：(1)允許使用大孔徑天線陣，因而有很強的抗多徑失真能力。天線孔徑是指天線陣最大尺寸d與工作波長λ之比，即d/λ，一般d<λ叫小孔徑，d=(1～2)λ叫中孔徑，d>2λ叫大孔徑。相關干涉儀測向時同時使用了天線間的矢量電壓(幅度和相位)的分布，在很大程度上避免了所謂天線間隔誤差和多值性的制約，因而可以使用大尺寸天線陣。天線孔徑大小直接影響在有反射環(huán)境中的測向質(zhì)量，天線孔徑越大，抗相干干擾的能力越強。3.5.3相關干涉儀的特點(2)天線陣的孔徑變大并采用相關算法，為實現(xiàn)高精度測向奠定了基礎。相關干涉儀的本機測向準確度在很寬的頻段內(nèi)可以達到1°(RMS)，實現(xiàn)高精度的基礎有兩點：一是在測量天線間電壓時，因天線孔徑大，天線元制造公差引起的電壓測量誤差相對測量讀數(shù)變??；二是這些公差以及安裝平臺的影響等都可包含在樣本中，在相關算法中都可自動消除(注意：這里要求天線陣是穩(wěn)定不變的)。(3)天線陣的孔徑變大并采用相關算法，也為實現(xiàn)高靈敏度奠定了基礎。相關干涉儀在很寬的頻帶內(nèi)具有高靈敏度的原因也有兩點：一是天線間隔加大降低了白噪聲的干擾，比如測兩天線間的相位差時，當白噪聲的干擾引起相位抖動為5°，測量兩天線相位差為50°時，噪聲干擾影響為1/10，若天線間(2)天線陣的孔徑變大并采用相關算法，為實現(xiàn)高精度測向奠隔加大一倍，兩天線間相位差為100°時，噪聲影響降為1/20；二是相關算法的增益在對數(shù)據(jù)進行處理時，有類似積分的效果。(4)天線孔徑變大并采用相關算法，還為抗帶內(nèi)干擾奠定了基礎。相關干涉儀的另一個特點是只要帶內(nèi)干擾信號比被測信號電平小3～5dB，測向就基本不受影響。其原因是天線孔徑越大，相關曲線越尖銳，這和采用強方向性天線避開同帶干擾的效果類似?；趶蛿?shù)電壓測量的相關干涉儀測向體制具有測向準確度高、測向靈敏度高、測向速度快、抗干擾能力強、穩(wěn)定性好、設備復雜度較低等優(yōu)點，成為目前無線電監(jiān)測中主流的測向體制。隔加大一倍，兩天線間相位差為100°時，噪聲影響降為1/203.6多普勒測向多普勒效應是奧地利天文學家多普勒于1842年發(fā)現(xiàn)的，愛因斯坦于1905年導出了精確的多普勒效應表述式，1947年英國人首先研制出了第一部基于多普勒效應的測向設備。該設備采用順序測量圓形天線陣列中相鄰陣元入射信號上相位差的方法，測定來波方向。但由于技術條件的限制，多普勒測向存在一些問題，如抗干擾能力差、存在牽引效應和信號調(diào)制誤差等，當時還無法解決，于是英國人就放棄了多普勒測向技術的研究。德國R/S公司從20世紀50年代開始研究多普勒測向，解決了很多多普勒測向技術中存在的問題，提高了測向系統(tǒng)的性能，設計制造出多種多普勒測向設備，并廣泛應用于無線電導航、監(jiān)測、情報偵察與電子戰(zhàn)等領域，使多普勒測向成了一種重要的測向手段。3.6多普勒測向3.6.1多普勒效應多普勒測向設備基于多普勒效應。多普勒效應就是當目標(輻射源)與觀測者之間作相對運動時，觀測者接收到的信號頻率不同于目標輻射信號頻率的現(xiàn)象。如圖3.6-1所示，設某一目標B發(fā)出的信號頻率為f0，該目標以速度v運動，信號輻射方向和運動方向之間的夾角為。令光速為c，若N=v/c<<1，則點A處可檢測到由多普勒效應而引起的頻移為(3.6-1)3.6.1多普勒效應(3.6-1)圖3.6-1多普勒效應圖3.6-1多普勒效應3.6.2多普勒測向原理在多普勒測向系統(tǒng)中，多普勒效應的產(chǎn)生并不需整個測向系統(tǒng)做相對于目標的運動，只要測向天線相對于目標作相對運動就行了。當測向天線向著目標移動時，多普勒效應就使接收到的信號頻率升高；反之，當天線背離目標移動時，接收到的信號頻率降低；當測向天線沿著圓周運動(如天線旋轉(zhuǎn))時，接收到的來波信號頻率及其相位都按正弦調(diào)制方式變化。利用機械方法使測向天線旋轉(zhuǎn)以產(chǎn)生多普勒效應是很難實現(xiàn)的，這是因為測向系統(tǒng)要求測向天線旋轉(zhuǎn)速率很高，而且測向天線的圓周直徑要很大，才能達到最佳性能。因此實際應用中常常采用模擬旋轉(zhuǎn)的方法，即在圓周上均勻地安放固定天線3.6.2多普勒測向原理陣元，借助于電子開關，以較快的角頻率ω依次輪流地接通各陣元，以模擬天線的旋轉(zhuǎn)。這種利用模擬天線旋轉(zhuǎn)獲得接收信號的相位調(diào)制或頻率調(diào)制進行測向的技術，被稱為準多普勒測向技術。如圖3.6-2所示，當測向天線沿著一個半徑為R的圓形軌道，以角頻率ωr旋轉(zhuǎn)時，以方位角θ和俯仰角β入射的信號所產(chǎn)生的瞬時電壓為其中,A(t)是接收信號包絡；ω0是信號角頻率;λ0是信號波長；φ(t)是信號的瞬時相位。(3.6-2)陣元，借助于電子開關，以較快的角頻率ω依次輪流地接通各陣元，圖3.6-2多普勒測向原理圖3.6-2多普勒測向原理為了簡單，下面的討論只考慮一維情況(設β=0)。對于窄帶信號，設A(t)=A和φ(t)=φ0。對瞬時電壓信號進行鑒相，得到其瞬時相位對瞬時相位求導，可以得到瞬時頻率經(jīng)過低通濾波器后，得到輸出信號將它與相同頻率的參考信號sr(t)=sin(ωrt)進行相位比較，就可以得到方位角的值。(3.6-3)(3.6-4)(3.6-5)為了簡單，下面的討論只考慮一維情況(設β=0)。對于窄帶注意，多普勒天線在旋轉(zhuǎn)一周對應的瞬時頻率變化范圍為因此，旋轉(zhuǎn)天線的切向速度vr與多普勒頻率fd等參數(shù)的關系為(3.6-6)如果多普勒頻率為fd＝100Hz，信號頻率為f0＝30MHz，則按照上式計算要求天線的切向速度為10000m/s，這樣的速度是機械裝置無法實現(xiàn)的。因此，通常使用高速射頻開關，順序掃描排列成圓陣的全向天線來代替機械裝置，實現(xiàn)準多普勒測向。注意，多普勒天線在旋轉(zhuǎn)一周對應的瞬時頻率變化范圍為因此，3.6.3數(shù)字化多普勒測向由于通信信號本身都是已調(diào)制信號，對多普勒測向而言，已調(diào)的被測信號的調(diào)制分量中很可能帶有天線旋轉(zhuǎn)的頻率分量，這一分量會干擾多普勒頻移，帶來較大的測向誤差。多普勒測向設備通過射頻開關實現(xiàn)天線旋轉(zhuǎn)，其優(yōu)點是天線陣列直徑可以很大、旋轉(zhuǎn)速度很高、精確且穩(wěn)定，還可靈活地改變多種旋轉(zhuǎn)方式。如采用同向旋轉(zhuǎn)的、雙向旋轉(zhuǎn)的雙信道多普勒天線技術，可以較好地解決信息調(diào)制帶來的寄生多普勒頻移問題。利用現(xiàn)代數(shù)字處理技術的新型多普勒測向技術，不論是雙信道，還是三信道，都可以很好地解決上述那些模擬雙(多)信道多普勒測向技術存在的缺陷。這里以三信道補償型多普勒測向設備為例說明其工作原理，其原理圖如圖3.6-3所示。3.6.3數(shù)字化多普勒測向圖3.6-3三信道補償型多普勒測向設備原理圖圖3.6-3三信道補償型多普勒測向設備原理圖圖3.6-3中，在控制單元的作用下，三個信道被統(tǒng)一調(diào)到某一被測信號頻率上，天線系統(tǒng)中全向天線(參考天線)上感應的信號(參考信號)饋入?yún)⒖夹诺馈６嗥绽仗炀€陣列中第n和n+(N/2)個陣元上感應的信號，通過掃描單元分別饋入兩個測向信道。三路信號均經(jīng)過接收信道的放大、混頻、增益控制，變換成適當電平的中頻信號輸出。對三路中頻輸出信號同時進行模/數(shù)(ADC)變換，然后把在參考信道中采集的信號樣本分別送至兩個測向信道的數(shù)字信號處理器，用軟件技術實現(xiàn)數(shù)字混頻，消除信息調(diào)制引起的頻率偏移；再對數(shù)字混頻輸出(離散的數(shù)字)序列進行離散傅立葉變換(DFT)，提取測向陣元上的多普勒相移。將提取的兩個多普勒相移相減以消除模/數(shù)(ADC)變換引入的量化相移，從而得到測向陣元上的多普勒相移。順時針旋轉(zhuǎn)至下兩個天線陣元，重復上述過程，直至旋轉(zhuǎn)一周為止。圖3.6-3中，在控制單元的作用下，三個信道被統(tǒng)一調(diào)到某對陣元上的多普勒相移進行一階或二階差分處理，消除相位模糊。然后，對N(多普勒測向天線陣列中的陣元數(shù))個離散的多普勒相移進行數(shù)字傅立葉變換，提取方位角。多普勒測向與某些較老的測向方法相比，主要優(yōu)點如下：(1)多普勒頻移的變化規(guī)律與來波入射角相關，故其測向誤差較小。(2)多普勒測向天線陣列可以做得很大，間距誤差較小，且天線陣列的電波干涉誤差以及由周圍反射體引起的環(huán)境誤差較小。(3)多普勒測向的極化誤差很小。如當來波含有垂直極化和水平極化分量時，饋線接收水平極化分量所產(chǎn)生的多普勒頻移，其方向性與垂直極化相同，不會引起極化誤差。對陣元上的多普勒相移進行一階或二階差分處理，消除相位模糊(4)多普勒測向采用超外差接收機，其靈敏度較高。(5)多普勒測向可以測出來波的仰角。由于只要測出多普勒頻移的絕對值便可求得來波仰角，因此短波波段的多普勒測向設備可以利用這一特性來實現(xiàn)單站定位。(4)多普勒測向采用超外差接收機，其靈敏度較高。3.7到達時差測向3.7.1到達時間差測向的基本原理到達時間差(TDOA)測向(簡稱“時差測向”)技術是利用同一電波到達測向天線陣各陣元之間的時間差來測量來波方向的。時差測向系統(tǒng)采用多個分離的天線陣元，在接收同一個輻射源的來波信號時，由于存在電波傳播行程差引起的接收時間的差異，其到達時間差是來波方向角的函數(shù)，經(jīng)過計算可以求出來波方向。在很長時間內(nèi)，時差測向系統(tǒng)一般總是應用于幾個波長的長基線測向系統(tǒng)，未被應用于短基線測向系統(tǒng)。但是，隨著時間測量技術的發(fā)展和時間測量精度的提高，它已有可能應用于短基線時差測向系統(tǒng)中。從兩副基線間距為d的天線上測得的一個信號到達時間的差值中，可獲得到達方向的信息。時差測向的原理如圖3.7-1所示。3.7到達時差測向圖3.7-1到達時間差測向原理圖3.7-1到達時間差測向原理設入射信號以方位角θ和俯仰角β到達天線陣列，天線陣元1與陣元2、陣元3的間距為d，以天線陣元1作為參考，它和陣元2、3的時間差td為式中,c為光速。若陣元間距d的單位為m，時間的單位為ns，則有

tdk=3.33dsinθsinβ,k=1,2(3.7-2)當測向系統(tǒng)對天線口徑的要求d/λ≤0.5時，時間差td與工作頻率無關。由上式可得水平和俯仰到達角分別為(3.7-1)設入射信號以方位角θ和俯仰角β到達天線陣列，天線陣元1與(3.7-3)特別應提出的是，時間間隔測量技術的先進程度決定了時差測量基線可以短到什么程度。20世紀60年代中，到達時間差系統(tǒng)可在100m基線上工作；到80年代，基線可短至幾十米，已可與機動平臺兼容工作；90年代及以后，隨著時間間隔測量準確度和分辨力的不斷提高，短基線時差測向系統(tǒng)已得到越來越多的應用。(3.7-3)特別應提出的是，時間間隔測量技術的先進程時差測向技術是雷達偵察中的重要測向技術之一，由于大多數(shù)雷達信號都是脈沖信號，因此它的到達時間測量是十分方便的。而大多數(shù)通信信號是連續(xù)波信號，它沒有雷達脈沖的上升沿或下降沿作為時間測量的參考點，因此必須采用相關法獲取信號的到達時差。3.7.2相關法時差測量設天線1接收的信號是x(t)，天線2接收的同一個信號為x(t－τ)，其中τ是由于波程差引起的延時。計算兩者的相關函數(shù)，即(3.7-4)時差測向技術是雷達偵察中的重要測向技術之一，由于大多數(shù)雷相關函數(shù)的峰值所對應的時間τ是這兩個信號之間的時間差。如果忽略噪聲的影響，理論上求得的時差將不存在誤差。但由于噪聲的影響，會引起時差測量誤差，利用相關法計算信號的時間差的精度極限為其中，E為信號的能量，等于信號功率與時間長度的乘積；N0為單位帶寬內(nèi)的噪聲，等于噪聲功率除以帶寬；B為信號的均方根等效帶寬。這表明，信號的帶寬越寬，信號的時間長度越長，信噪比越高，可能獲得的時間差的精度將越高。(3.7-5)相關函數(shù)的峰值所對應的時間τ是這兩個信號之間的時間差。如果忽3.7.3循環(huán)自相關法時差測量1.循環(huán)自相關函數(shù)大多數(shù)無線電信號都具有周期性，它們的一階或者二階統(tǒng)計特性具有周期性。設x(t)是一個零均值的非平穩(wěn)復信號，它的時變自相關函數(shù)定義為(3.7-6)若Rx(t,τ)的統(tǒng)計特性具有周期為T0的二階周期性，則可以用時間平均將它表示為(3.7-7)3.7.3循環(huán)自相關法時差測量(3.7-6)若Rx(由于Rx(t,τ)是周期為T0的周期函數(shù)，我們也可以用傅立葉級數(shù)展開它，得到(3.7-8)式中α=m/T0，且傅立葉系數(shù)為(3.7-9)將以上相關函數(shù)的定義代入上式，稍加整理，即有由于Rx(t,τ)是周期為T0的周期函數(shù)，我們也可以用傅(3.7-10)系數(shù)表示頻率為α的循環(huán)自相關強度，簡稱循環(huán)(自)相關函數(shù)。在實際應用中，常將復信號延遲乘積的二次變換取為對稱形式，上式重新寫為(3.7-11)(3.7-10)系數(shù)表示頻率為α的循環(huán)自相關強度上式提供了循環(huán)自相關函數(shù)的最原始的解釋：它表示延遲乘積信號在頻率α處的傅立葉系數(shù)。將≠0的頻率α稱為信號x(t)的循環(huán)頻率。應當指出，一個循環(huán)平穩(wěn)信號的循環(huán)頻率α可能有多個(包括零循環(huán)頻率和非零循環(huán)頻率)，其中零循環(huán)頻率對應信號的平穩(wěn)部分，只有非零的循環(huán)頻率才刻畫信號的循環(huán)平穩(wěn)性。如果α=0，即為平穩(wěn)信號的自相關函數(shù)。我們可以得出以下結(jié)論，如果存在，且＝0,α≠0，則信號為平穩(wěn)信號；如果存在至少一個非零的α使得≠0，則信號為循環(huán)平穩(wěn)信號，所對應的非零α為循環(huán)頻率。循環(huán)自相關函數(shù)其實為自相關函數(shù)在循環(huán)平穩(wěn)域的推廣，即在時間平均運算中引入循環(huán)權重因子e－j2παt。上式提供了循環(huán)自相關函數(shù)的最原始的解釋：它表示延遲乘積信循環(huán)自相關函數(shù)的傅立葉變換稱為循環(huán)譜密度(CyclicSpectrumDensity，CSD)，或者循環(huán)譜函數(shù)，因此循環(huán)自相關函數(shù)也可以按照下式定義:(3.7-12)(3.7-13)令(3.7-14)循環(huán)自相關函數(shù)的傅立葉變換(3.7-12)(3.則循環(huán)自相關函數(shù)可寫為u(t)和v(t)的互相關函數(shù):(3.7-15)可以看出，上式的互相關函數(shù)是u(t)和v*(－t)的卷積，而信號在時域的卷積在頻域中表現(xiàn)為乘積。于是的傅立葉變換可以用u(t)和v*(－t)兩者的傅立葉譜U(f)和V*(f)的乘信號x(t)的頻譜。由此可見，隨機過程x(t)的循環(huán)自相關函數(shù)就是x(t)兩個頻移信號之間的時間平均互相關函數(shù)。積表示，并且，其中X(f)為則循環(huán)自相關函數(shù)可寫為u(t)和v(t)的互相關函數(shù):(3.2.循環(huán)相關法時差測量設偵察系統(tǒng)用兩個天線分別接收信號，通過空間到達天線的信號分別為其中,s(t)是所感興趣的信號;n(t)和m(t)分別是其他信號，它們可以是噪聲或干擾，也可以是噪聲和干擾兩者并存；D是兩個天線接收的信號間的時差，即將要估計信號的TDOA；A是由兩個接收通道失配所引起的幅度變化。假定s(t)、n(t)和m(t)都是零均值的，且s(t)與n(t)和m(t)統(tǒng)計獨立，但n(t)與m(t)之間不一定統(tǒng)計獨立，因為它們可能包含同樣的干擾信號。其循環(huán)自相關函數(shù)和互相關函數(shù)為(3.7-16)2.循環(huán)相關法時差測量(3.7-16)(3.7-17)其中,為信號s(t)循環(huán)自相關函數(shù)。對上式進行傅氏變換，得到相應的自循環(huán)譜密度函數(shù)和互循環(huán)譜密度函數(shù)分別為(3.7-18)得到循環(huán)譜密度函數(shù)后，就可以構(gòu)造循環(huán)譜相關估計器。循環(huán)譜相關TDOA估計是在傳統(tǒng)的廣義互相關估計方法基礎上改進而來的，其估計器為(3.7-17)其中,為信號s(t)循環(huán)自相關函數(shù)(3.7-19)其中,fα和Bα分別是被估計信號的循環(huán)譜函數(shù)的支撐域的中心和帶寬，這個估計被稱為譜相關比方法。在理想情況下，式(3.7-19)所定義的譜相關比可由下式計算：(3.7-20)式中,C=A和=arg{A}，利用最小均方估計逼近上式右側(cè)，即(3.7-19)其中,fα和Bα分別是被估計信號的循環(huán)譜函(3.7-21)對上式進行優(yōu)化，可得到譜相關比估計的最優(yōu)解，即到達時差的估計值(3.7-22)其中,是bα(τ)的估計。需要指出，在式(3.7-19)中，如果α=0，則估計退化為廣義自相關估計。圖3.7-2是存在噪聲和同信道干擾情況下，到達時間的分布圖。(3.7-21)對上式進行優(yōu)化，可得到譜相關比估計的最圖3.7-2到達時間的分布圖圖3.7-2到達時間的分布圖圖3.7-2中，DSSS擴頻信號的信噪比為－10dB，共道干擾信號1和2的信干比為0dB。從結(jié)果可以看出，在信號到達的位置，峰值十分明顯。在循環(huán)譜相關TDOA估計方法中，由于引入了循環(huán)頻率α，使得估計在循環(huán)頻率域?qū)π盘柧哂羞x擇性，只要其他信號和干擾的循環(huán)頻率與被估計信號的循環(huán)頻率不同，而且其他信號和干擾對估計結(jié)果的影響得到抑制，它對噪聲和干擾的抑制能力就比傳統(tǒng)的互相關TDOA估計方法要強得多，即具有很強的對噪聲和干擾的抑制能力。這是循環(huán)相關時差測量法優(yōu)于其他方法之處，因此它在對輻射源的測向和定位中具有廣闊的應用前景。圖3.7-2中，DSSS擴頻信號的信噪比為－10dB，共3.8空間譜估計測向?qū)⒁唤M傳感器按一定的方式布置在空間的不同位置，形成傳感器陣列。這組傳感器陣列對空間傳播來的信號同時采樣，就得到輻射源的觀測數(shù)據(jù)——快拍數(shù)據(jù)。傳感器在不同的位置對空間電磁波采樣，因此接收的快拍數(shù)據(jù)中包含著信號源的空間位置信息，提取和利用這種信號源的空間位置信息是陣列信號處理的核心任務。陣列信號處理技術大致包括兩個方面：空間濾波和波達方向角估計。這里主要討論當多個信號作用于均勻線陣時，結(jié)合時頻分布和超分辨算法估計信號波達方向角。3.8空間譜估計測向3.8.1均勻線陣等距線陣如圖3.8-1所示，m個陣元等距離排列成一條直線，陣元間的距離為d(d≤λ/2，λ為信號波長)，將陣元從1到m編號，并以陣元1(也可以選其他陣元)作為基準(參考點)；設空間有n個遠場信號源si(t)(i=1,2,…,n)(m>n)。若從某一方向θi有信號si(t)到來，則相對于陣元1，其他各陣元上接收的信號都會有延遲(或超前)。對于載波而言，延遲會使同一時刻各陣元上的采樣值有相位差，并且相位差的大小與到達角θi有關。第l個陣元上t時刻的輸出為式中,nl(t)表示第l個陣元上的噪聲。(3.8-1)3.8.1均勻線陣式中,nl(t)表示第l個陣元上的噪聲圖3.8-1均勻線陣的幾何結(jié)構(gòu)圖3.8-1均勻線陣的幾何結(jié)構(gòu)將各陣元上的輸出寫成向量形式x(t)=y(t)+n(t)=As(t)+n(t)(3.8-2)其中x(t)=［x1(t),x2(t),…,xm(t)］T

s(t)=［s1(t),s2(t),…,sn(t)］T

n(t)=［n1(t),n2(t),…,nm(t)］T對于窄帶信號，矩陣A是θ的函數(shù)，有A(θ)=［a(θ1),a(θ2),…,a(θn)］式中將各陣元上的輸出寫成向量形式式中3.8.2MUSIC算法MUSIC是多重信號分類(MUltipleSIgnalClassification)的英文縮寫，這種方法是由Schmidt在1979年提出的。它屬于特征結(jié)構(gòu)的子空間方法，子空間方法建立在這樣一個觀察之上：若傳感器個數(shù)比信源個數(shù)多，則陣列數(shù)據(jù)的信號分量一定位于一個低秩的子空間。在一定條件下，這個子空間將唯一確定信號的波達方向，并且可以使用數(shù)值穩(wěn)定的奇異值分解精確確定波達方向。對均勻線陣，我們假定以下條件：

A1：m>n,且對應于不同θ的值的向量a(θi)是線性獨立的;

A2：E{n(t)}=0,E{n(t)nH(t)}=σ2I,且E{n(t)nT(t)}=0；3.8.2MUSIC算法

A3：矩陣P=E{s(t)sH(t)}(3.8-3)是非奇異的(正定的)，且N>m。先來推導基本的MUSIC算法。當滿足假定條件A1～A3時，觀測向量y(t)的協(xié)方差矩陣,由下式R=E{y(t)yH(t)}=A(θ)PAH(θ)+σ2I(3.8-4)給定。為方便起見，我們將A(θ)簡寫為A。若是θ的一個估計值，那么就將簡記為。注意到R是一對稱陣，其特征值分解具有下列形式：

R=UΣ2UH(3.8-5)其中，A3：矩陣(3.8-6)對角線元素叫做R的特征值。在A1的條件下，矩陣A顯然是非奇異的，即rank(A)=n。從而，在A3條件下APAH的秩也為n。因此R的特征值必然滿足以下關系：(3.8-7)將前n個大的特征值對應的特征向量構(gòu)成的矩陣記為Es，而(m－n)個小的特征值對應的特征向量構(gòu)成的矩陣記為En、Es和Ea，分別叫做信號子空間和噪聲子空間。于是，特征矩陣U分為兩個子矩陣，(3.8-6)對角線元素叫做R的特征值。(3.

U=［Es|En］(3.8-8)現(xiàn)在研究信號子空間Es和噪聲子空間En的關系。一方面，由于σ2和En分別是R的特征值和對應的特征向量，故有特征方程REn=σ2En(3.8-9)另一方面，用En右乘式(3.8-4)，又有REn=APAHEn+σ2En(3.8-10)綜合式(3.8-9)和式(3.8-10)得出APAHEn=0(3.8-11)從而有APAHEn=(AHEn)HP(AHEn)=0。由于P是非奇異的，若有tHPt=0,當且僅當t=0，因此AHEn=0(3.8-12)U=［Es|En］(3.8-上式也可寫作(3.8-13)由于U是酉陣，故UUH=[Es|En