液晶顯示器開關(guān)電源電路原理與維修課件

20寸TVPOWER板電路工作原理LCDTV電源介紹第一講、開關(guān)電源的工作原理第二講、ADAPTER部份的工作原理第三講、INVERTER部份的工作原理第四講、維修思路講解LCD

TV電源介紹因液晶屏本身沒有發(fā)光功能，這就需要在液晶屏后加一個(gè)照明系統(tǒng)，該背光照明系統(tǒng)由發(fā)光部件、能使光線均勻照射在液晶表示面的導(dǎo)光板和驅(qū)動(dòng)發(fā)光部件的電源構(gòu)成。現(xiàn)在發(fā)光部件的主流為被稱作冷陰極管的螢光管。其發(fā)光原理與室內(nèi)照明用的熱陰管類似，但不需象熱陰管那樣先預(yù)熱燈絲，它在較低溫狀態(tài)就能點(diǎn)亮，因此叫冷陰極管。但要驅(qū)動(dòng)這種冷陰極管需要能輸出1000~1500V交流電壓的特殊電源。由于一般市用電網(wǎng)提供的是220V/50Hz或110V/60Hz的交流電壓，而顯示器（不論是早期的CRT管，還是新興的LCD顯示器，乃至LCD－TV）的大部分電路是工作在低壓的條件下，所以需要在顯示器上專門配有電源電路。其作用就是將市電的交流電壓轉(zhuǎn)換成為12V的直流電壓輸出，從而向顯示器供電。由于顯示器內(nèi)部的主板上還有DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器以獲得8V/5V/3.3V/2.5V電壓，所以電源輸出的12V的直流電壓就能滿足顯示器工作的要求。鑒于此，要實(shí)現(xiàn)這一特殊的電源，就要從12V直流電壓轉(zhuǎn)換到1000~1500V交流電壓，這就是Inverter。而從交流電壓轉(zhuǎn)換到12V直流電壓的即為Adapter。早期，冠捷電子采用Adapter和Inverter分開的方式實(shí)現(xiàn)對(duì)顯示器的供電。Adapter采用的PWMIC為UC3842或UC3843、Inverter采用的PWMIC為TL1451。后來，出于Costdown的考慮，采用Adapter和Inverter一體化的方案，Adapter部分采用的PWMIC為SG6841、Inverter部分采用的PWMIC為TL1451。隨著燈管的增加及所需的功率不斷增加，Inverter部分回路的設(shè)計(jì)方案得到轉(zhuǎn)變，由原來的Royer回路變?yōu)槿珮蚴交芈?，為此?yīng)用到OZ960IC。簡(jiǎn)術(shù):開關(guān)電源的基本工作原理開關(guān)電源是利用時(shí)間比率控制（TimeRatioControl,縮寫為TRC）的方法來控制穩(wěn)壓輸出的。按TRC控制原理，有以下三種方式：脈沖寬度調(diào)制（PulseWidthModulation,縮寫為PWM）。開關(guān)周期恒定，通過改變脈沖寬度來改變占空比的方式。脈沖頻率調(diào)制（PulseFrequencyModulation,縮寫為PFM）導(dǎo)通脈沖寬度恒定，通過改變開關(guān)工作頻率來改變占空比的方式。3）混合調(diào)制導(dǎo)通脈沖寬度和開關(guān)工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合。在目前開發(fā)和使用的開關(guān)電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調(diào)制型。本設(shè)計(jì)采用的就是脈寬調(diào)制型（PWM）開關(guān)穩(wěn)壓電源，其基本原理可參見右圖。對(duì)于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Uo可由公式計(jì)算，即Uo=Um×T1/T式中Um—矩形脈沖最大電壓值；T—矩形脈沖周期；T1—矩形脈沖寬度。脈寬調(diào)制型從上式可以看出，當(dāng)Um與T不變時(shí)，直流平均電壓Uo將與脈沖寬度T1成正比。這樣，只要我們?cè)O(shè)法使脈沖寬度隨穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達(dá)到穩(wěn)定電壓的目的。[1]20寸TCLTV電源1）AC-DC12V輸出部分;使用IC為:SG6841D2）DC-DC5V輸出部分；使用IC為:LM38453）DC-ACInverter部分.調(diào)光部分使用IC為:LM339,LM358驅(qū)動(dòng)部分使用IC為:LM33920寸TVPOWER方框圖2.1PWM控制器SG6841簡(jiǎn)介目前，開關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實(shí)，早期的PWMIC大多采用UC384X系列（如UC3842、UC3843），但由于新產(chǎn)品越來越積體化及環(huán)保和安規(guī)要求越來越嚴(yán)苛的趨勢(shì)下，出現(xiàn)了384XG及684X等具有GreenFunction的IC。GreenFunction為環(huán)保功能的意思，亦稱之為BlueAngel，其要求是在滿載70W以下的電源產(chǎn)品，當(dāng)負(fù)載沒有輸出功率的情況下，輸入電源仍照常供應(yīng)時(shí)，電路消耗功率必需小于1W以下。歐系的InfineonCoolsetICE2AXXX及ICE2BXXX系列不僅具有GreenFunction，并且把以往外加的功率開關(guān)集成在8DIP的IC內(nèi)，以節(jié)省空間和制造流程。SG6841是由SystemGeneral崇貿(mào)科技開發(fā)的一款高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和DC－DC變換器應(yīng)用而設(shè)計(jì)。它屬于電流型單端PWM調(diào)制器，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡(jiǎn)單、安裝調(diào)試簡(jiǎn)便、性能優(yōu)良、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)，可精確地控制占空比，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，還擁有低待機(jī)功耗和眾多保護(hù)功能，所以，為設(shè)計(jì)人員提供只需最少的外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，在實(shí)際中得到廣泛的應(yīng)用。SG6841有下列性能特點(diǎn)：第一講ADAPTER原理講解在無負(fù)載和低負(fù)載時(shí)時(shí)，PWM的頻率會(huì)線性降低進(jìn)入待機(jī)模式以實(shí)現(xiàn)低功耗，同時(shí)提供穩(wěn)定的輸出電壓。由于采用BiCMOS，啟動(dòng)電流和正常工作電流減少到30μA和3mA，因此可大大提高電源的轉(zhuǎn)換效率。SG6841是固定頻率的PWM控制器，它的工作頻率通過一個(gè)外接電阻來決定，改變電阻值可輕易改變頻率。內(nèi)建同步斜率補(bǔ)償電路，可保證連續(xù)工作模式下電流回路的穩(wěn)定性。內(nèi)建電壓補(bǔ)償電路可在一個(gè)較大的AC輸入范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)功率限制控制，并提供過載、短路保護(hù)功能。此外，還設(shè)有低電壓鎖定（UVLO）功能，使工作更穩(wěn)定、可靠?？赏ㄟ^外接一個(gè)負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTCR）來傳感環(huán)境溫度以實(shí)現(xiàn)過溫保護(hù)，也可利用該功能實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)。具有圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極，可實(shí)現(xiàn)良好的EMI。其最大輸出電壓鉗位在18V。2）欠壓鎖定SG6841采用了欠壓鎖定比較器來保證輸出級(jí)被驅(qū)動(dòng)之前，集成電路已完全可用。欠壓鎖定回路其實(shí)質(zhì)是一個(gè)滯回比較器，以防止在通過它們各自的門限時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤的輸出動(dòng)作。它的開啟電壓為16V，關(guān)閉電壓為10V。在啟動(dòng)過程中，比較器反向輸入端為16V，當(dāng)VDD﹤16V時(shí)，比較器輸出為低電平，SG6841無法工作。當(dāng)VDD升到16V時(shí)，欠壓鎖定器輸出為高電平，SG6841正常工作，同時(shí)MOS管導(dǎo)通，使比較器反向輸入端為10V。當(dāng)VDD下降至10V時(shí)，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個(gè)電路停止工作。SG6841的7腳端設(shè)置了一個(gè)32V的齊納二極管，保證內(nèi)部電路絕對(duì)工作在32V以下，以防電壓過高損壞芯片。3）輸出部分

SG6841的8腳為輸出腳，它是一個(gè)單圖滕柱輸出級(jí)，專門設(shè)計(jì)用來直接驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的，具有降低熱損耗、提高效率和增強(qiáng)可靠性的作用。在芯片內(nèi)部有一18V的穩(wěn)壓管與Gate端相連使輸出電壓鉗位在18V，可保護(hù)MOSFET免被擊穿。通過控制PWM脈沖的上升與下降時(shí)間，可有效減少開關(guān)噪聲，提高電源的EMI，并提供穩(wěn)定的MOSFET管Gate極驅(qū)動(dòng)。在1.0nF負(fù)載時(shí)，它能提供高達(dá)±1.0A的峰值驅(qū)動(dòng)電流和典型值為250ns的上升時(shí)間和50ns的下降時(shí)間。還附加了一個(gè)內(nèi)部電路，使得任何時(shí)候只要欠壓鎖定有效，輸出就進(jìn)入灌模式，這個(gè)特性使外部下拉電阻不再需要。4）電流取樣比較器和脈沖調(diào)制鎖存器SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器開始振蕩起始，當(dāng)峰值電感電流到達(dá)FB反饋端電平時(shí)終止。這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號(hào)控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器-脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內(nèi)，僅有一個(gè)單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過插入一個(gè)與輸出開關(guān)Q901的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端Pin6Sense監(jiān)視，并與來自Pin2FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：Ipk=（VFB–1.0V）/3RS

其中，VFB為FB端電壓，1.0V為在兩個(gè)二極管上的壓降，1/3為經(jīng)兩個(gè)電阻后的分壓比。當(dāng)電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時(shí)，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至0.85V。因此最大峰值開關(guān)電流為：Ipk（max）=0.85V/Rs當(dāng)輸入電壓很大時(shí)，取樣電流將非常小，這時(shí)可通過高壓補(bǔ)償回路來調(diào)節(jié)。在電路中，通過R904與R905（均為1MΩ來提高Sense端電平，實(shí)現(xiàn)高壓補(bǔ)償。當(dāng)負(fù)載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當(dāng)Sense端的電壓達(dá)到0.85V時(shí)，RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平，從而Q非輸出低電平，SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護(hù)功率管不受損壞，從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。由此可得Ipk（max）＝0.85V/Rs，改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。在本設(shè)計(jì)中取Rs＝0.3Ω，可得Ipk（max）＝2.83A。在SG6841的Sense端產(chǎn)生的噪聲會(huì)引起PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內(nèi)部Sense端經(jīng)過一個(gè)斜率補(bǔ)償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良好的PCB布線和避免元件管腳太長(zhǎng)也有利于減少噪聲。而在UC3841的應(yīng)用電路中則需要在Sense端增加一個(gè)RC濾波器來解決同樣的問題，可見SG6841的功能更強(qiáng)，外圍電路更簡(jiǎn)單。當(dāng)SG6841正常工作時(shí)，其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號(hào)，此信號(hào)一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到PWM脈寬調(diào)制RS觸發(fā)器的S端，RS型PWM脈寬調(diào)制器的R端接電流檢測(cè)比較器輸出端。當(dāng)峰值電感電流未達(dá)到FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出低電平，此時(shí)R端為低電平，Q非端輸出低電平；當(dāng)峰值電感電流達(dá)到FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出高電平，此時(shí)R端為高電平，Q非端輸出高電平。可見，F(xiàn)B端電壓越高，Q非端脈沖越窄，同時(shí)Gate端輸出脈寬也越窄（占空比減小）；FB端電壓越低，Q非端脈沖越寬，同時(shí)Gate端輸出脈寬也越寬（占空比增大），從而實(shí)現(xiàn)PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。2.3SG6841的啟動(dòng)與供電SG6841需要在啟動(dòng)時(shí)給Pin3Vin提供一30μA的啟動(dòng)電流以使芯片進(jìn)行有效的自舉。在電路中，將Pin3通過兩個(gè)1MΩ的電阻接至PFC級(jí)的DC輸出端，便可在AC輸入90V～264V的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)SG6841的有效啟動(dòng)。在SG6841正常工作后，其Pin7VDD端必須提供10V～30V電壓為芯片供電。2.4高壓保護(hù)電路SG6841的Pin5RT端恒定輸出一電流IRT：IRT＝2×（1.3V/Ri）RT端可串聯(lián)一負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻（NTCR）接地，RNTC隨溫度上升而降低，這時(shí)當(dāng)IRT×RNTC<0.65V時(shí)啟動(dòng)過溫保護(hù)功能。當(dāng)RT端電壓略低于0.65V，PWM脈沖的占空比會(huì)減少，從而降低電源輸出電壓來降低溫度；當(dāng)環(huán)境溫度過高，RT端電壓大大低于0.65V時(shí)，PWM脈沖的占空比會(huì)減少至零，從而使電源完全停止輸出。同時(shí)我們可以利用SG6841的該功能實(shí)現(xiàn)電源的高壓保護(hù)。圖2-2高壓保護(hù)回路部分電路圖高壓保護(hù)回路如圖2-2所示。當(dāng)電網(wǎng)電壓升高超過最大值時(shí)，自饋線圈輸出的電壓也將升高。若電壓超過20V，此時(shí)ZD901被擊穿，R912就會(huì)產(chǎn)生壓降。當(dāng)這個(gè)壓降有0.6V時(shí)將使Q902導(dǎo)通，拉低Q901的基極電位，使Q901也導(dǎo)通，這樣SG6841Pin5通過D903、Q903直接接地，使SG6841迅速關(guān)斷脈沖輸出。同時(shí)Q901的導(dǎo)通也拉低了輸入到SG6841Pin7的電壓，使SG6841停止工作。2.5待機(jī)工作模式SG6841具有GreenFunction，支持BlueAngel模式。當(dāng)?shù)拓?fù)載和無負(fù)載情況下，F(xiàn)B端電壓會(huì)有所降低時(shí)，當(dāng)其低于一個(gè)閾值電壓時(shí)，會(huì)進(jìn)入節(jié)能模式，SG6841的PWM工作頻率會(huì)迅速降低至10kHz左右，此時(shí)仍有穩(wěn)定的12V電壓輸出。如圖所示即為待機(jī)時(shí)功率開關(guān)管D極的電壓波形。FB端電壓會(huì)有所降低時(shí)，當(dāng)其低于一個(gè)閾值電壓時(shí)，會(huì)進(jìn)入節(jié)能模式，SG6841的PWM工作頻率會(huì)迅速降低至10kHz左右，此時(shí)仍有穩(wěn)定的12V電壓輸出。如圖所示即為待機(jī)時(shí)功率開關(guān)管D極的電壓波形。ADAPTERSECTIONDC/DC變換器用于開關(guān)電源時(shí)，很多情況下要求輸入與輸出間進(jìn)行電隔離，這時(shí)必須采用變壓器進(jìn)行隔離，稱為隔離變換器。這類變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏?。因此，這類變換器又稱為逆變整流型變換器。變壓器T901因?yàn)橛袣庀吨?，其初?jí)圈具有隔離、變壓和儲(chǔ)能電感的三重功能。當(dāng)SG6841的Gate端輸出PWM控制脈沖，控制Q903做開關(guān)狀態(tài)。當(dāng)Gate端輸出高電平時(shí)，開關(guān)管Q903導(dǎo)通，此時(shí)T901的初級(jí)線圈有電流流過，產(chǎn)生上正下負(fù)的電壓，則次級(jí)產(chǎn)生下正上負(fù)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，但這時(shí)次級(jí)上的二極管D910、D911截止，此階段為儲(chǔ)能階段；而當(dāng)Gate端輸出低電平時(shí)，開關(guān)管Q903截止，初級(jí)線圈上的電流在瞬間變?yōu)?，初級(jí)線圈的電動(dòng)勢(shì)為下正上負(fù)，在次級(jí)線圈上感應(yīng)出上正下負(fù)的電動(dòng)勢(shì)，此時(shí)D910、D911導(dǎo)通，有電壓輸出。2.5直流變換電路及工作過程圖3-1直流變換電路由于在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，初級(jí)線圈還有電流，因此為防止隨開關(guān)啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器。本設(shè)計(jì)中在變壓器的輸入端需設(shè)有緩沖電路，它由D901、R903與C906組成。在開關(guān)管關(guān)斷的瞬間，電感上的電流通過D901向C906充電；為了確保在開關(guān)管截止期間，不能因?yàn)镃906的充電而減小鐵芯向負(fù)載釋放的能量，即充電時(shí)間應(yīng)小于Toff；另外，為了避免在開關(guān)管在關(guān)斷的過程中工作在高電壓大電流區(qū)，充電時(shí)間應(yīng)大于或等于Toff。因此綜合考慮上述兩方面的因素，應(yīng)取C906的充電時(shí)間等于Toff。因此取C906的值為152pF，它的耐壓值為1KV。在開關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，電容C906通過R與開關(guān)管放電，放電的時(shí)間常數(shù)г=RC906，為了減輕開關(guān)管在完全導(dǎo)通時(shí)所承受的電流，應(yīng)在開關(guān)管開啟的時(shí)間Ton內(nèi)放掉C906上的大部分能量。

圖3-2SG6841Pin8Gate輸出波形（InputAC90V/60Hz）圖3-3SG6841Pin8Gate輸出波形（InputAC264V/50Hz）圖3-4Q901D極波形（InputAC264V/90Hz）圖3-2和圖3-3分別為輸入電壓為AC90V/60Hz和264V/50Hz時(shí)的Gate端輸出PWM脈沖的波形。在輸入AC電壓不同時(shí)，脈沖頻率幾乎不變，接近70KHz，但占空比隨輸入電壓的不同而不同，開關(guān)電壓正是利用這種脈寬調(diào)制的方式在較廣的輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)12V的穩(wěn)定輸出。輸入電壓為AC90V/60Hz時(shí)占空比為16.55%，而264V/50Hz時(shí)的占空比29.28%，可見輸入電壓小時(shí)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間小，從而變壓器次級(jí)輸出電壓占空比更大。圖3-4為輸入AC264V/90Hz開關(guān)MOS管D極電壓波形。由于開關(guān)功率管Q901功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀或工作異常，需加一散熱片。如圖4-1所示的電路圖為電壓取樣和反饋回路。該電路主要通過光電耦合器（IC902）和精確電位調(diào)節(jié)器（IC903）將輸出端電壓反饋回SG6841PIN2FB端。L903接自次級(jí)整流濾波電路的輸出端。在介紹該電路之前，先介紹一下TL431（IC903）。TL431為精確電位調(diào)節(jié)器，其內(nèi)部原理圖如圖4-1所示。其內(nèi)部有一個(gè)電壓比較器，該電壓比較器的反相輸入端接內(nèi)部基準(zhǔn)電壓2.495V±2%。該比較器的同相輸入端接外部控制電壓，比較器的輸出用于驅(qū)動(dòng)一個(gè)NPN的晶體管，使晶體管導(dǎo)通，電流就可以從Cathode端流向Anode。2.6電壓取樣和反饋回路圖4-1TL431內(nèi)部原理圖當(dāng)電源的輸出端電壓超過12V時(shí)，由于REF>2.5V,則TL431內(nèi)部比較器的輸出高電平從而使NPN管導(dǎo)通。IC902即光電耦合器的2腳電位隨著降低，顯然這種變化勢(shì)必會(huì)使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流有所增大。由于光電耦合器PC123Y24P的CTR（電流傳感系數(shù)即流過發(fā)光二極管的電流與流過光敏三極管的電流的比值）≈1，使得從PC123Y24P中的光敏三極管的4腳流過的電流也有所增大，這導(dǎo)致SG6841PIN2FB端電壓降低，于是PIN6Gate端的輸出脈沖占空比變小，使次級(jí)輸出電壓降低，所以達(dá)到降壓的目的。輸出端電壓下降；同理，當(dāng)輸出端電壓降低時(shí)，TL431內(nèi)部比較器的輸出低電平從而使NPN管截止，從而使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流減小，可使SG6841PIN2FB端電壓升高，于是PIN6Gate端的輸出脈沖占空比變大，輸出電壓上升。此外，由R936、C929組成阻抗匹配電路，起到高頻補(bǔ)償作用。電壓輸出端12V電壓由R925和R926分壓后輸入TL431的REF端，其中R925的阻值為4.3K，R926的阻值為2.4K。當(dāng)電源正常工作時(shí)，輸出5V的電壓經(jīng)分壓后剛好為2.5V輸入TL431。第二講DC-DC12VTO5V2.7DC-DC12to5V部分

Isense

過流檢測(cè)腳GND信號(hào)接地端NCF.B.反饋腳可調(diào)腳

過流門限電壓設(shè)定腳（后面詳解）PWRGND能量接地端門驅(qū)動(dòng)

PGATE的范圍是Vin至（Vin-5）VVin

芯片供電腳.3845主要特性：輸入電壓4.5至35V輸出電壓1.242至Vin可調(diào)效率高達(dá)93%±1.3%（過溫時(shí)±2%）內(nèi)部參考電壓100%的占空比最大操作頻率范圍高達(dá)1MHz過流保護(hù)二.3845各引腳功能

如右圖所示：Isense

過流檢測(cè)腳GND信號(hào)接地端NCF.B.反饋腳可調(diào)腳

過流門限電壓設(shè)定腳（后面詳解）PWRGND能量接地端門驅(qū)動(dòng)

PGATE的范圍是Vin至（Vin-5）VVin

芯片供電腳

三)3845功能描述總述

LM3845是一款Buck型DC-DC控制芯片，它的核心技術(shù)是帶滯回的比較器，滯回電壓大約為10mV，由反饋電壓VFB來控制開關(guān)管的通斷。當(dāng)電感中的電流太高時(shí)，限流保護(hù)回路動(dòng)作同時(shí)關(guān)斷開關(guān)管，關(guān)閉時(shí)間大約為9μs。這種帶滯回控制型芯片不用內(nèi)部振蕩器，開關(guān)頻率完全取決于外部元件和外部條件，操作頻率帶輕載時(shí)會(huì)下降，以達(dá)到節(jié)能的目的。

其內(nèi)部框圖如下：(4).滯回控制回路LM3845使用一個(gè)基于電壓反饋環(huán)控制的比較器來對(duì)反饋電壓與內(nèi)部的1.242V參考電壓做比較，并存在10mV的滯回門限以防止高頻干擾所帶來的誤判。當(dāng)反饋端的輸入低于參考電壓時(shí)比較器輸出低電平，使得P溝道的柵極為低電平，將PMOSFET打開。當(dāng)開關(guān)“ON”時(shí)，電源通過開關(guān)管和電感給COUT充電，此時(shí)電感中的電流線形增長(zhǎng)，輸出電壓也隨之線性增長(zhǎng)。當(dāng)FB達(dá)到門限電平時(shí)，滯回比較器的狀態(tài)由高電平轉(zhuǎn)為低電平，開關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)電感由于電流不能突變而需通過二極管續(xù)流，電感電流線性減小。反饋電壓到達(dá)參考電壓時(shí),比較器輸出狀態(tài)改變，整個(gè)工作過程完成，開始下一個(gè)周期。(5).限流操作LM3845具有周期檢測(cè)電流的功能，它有兩種檢測(cè)方式，第一種是通過RDS上的電流直接檢測(cè)，第二種是通過附加電阻RSENSE來檢測(cè)電流。當(dāng)限流功能起作用時(shí)，LM3845把外部PFET關(guān)閉9μs，電流檢測(cè)門限由外部RADJ決定，限流檢測(cè)電路由ISENSE比較器與一個(gè)單脈沖發(fā)生器構(gòu)成。如下圖所示：

VADJ＝VIN－（RADJ×5.5μA）VISENSE＝VIN×（RDSON×IL）＝VIN－VDS----IL為電感的峰值電流當(dāng)過流時(shí)VISENSE大于VADJ時(shí)，單脈沖產(chǎn)生器產(chǎn)生一個(gè)9μs的脈沖，由其結(jié)構(gòu)可以看出，只要①腳為高電平，無論②腳的電平是高是低，PGATE都將關(guān)閉9μs。三角波發(fā)生器部分

如下圖所示：R270100?(1206)R27930KD229RLZ5.6BR2711MR28427KR2781MR2871MC2380.01UFC239NCC2400.1UFR286100KVCC_12VR29010KR28151K+--+STLM358IC205LM35832148567R2691KR267100KR26851KR28551KC2412.2UFQ222SST3904Q219SST3904A點(diǎn)

開始時(shí)，Q222沒有導(dǎo)通，5V電壓通過R267加在IC205的第二腳（反向端）上，IC205即LM358的①②③引腳與C238、R267組成了積分器，③腳電壓為5V電壓經(jīng)R268與R285分壓決定為2.5V。依據(jù)虛短、虛斷原理，②腳電壓也應(yīng)為2.5V，則積分器反向積分.LM358的⑤⑥⑦引腳控制積分方向。A點(diǎn)電壓由5V電壓經(jīng)R271、R287分壓后得到，其值為2.5V，通過R281加到比較器的⑤腳（正向端），那么積分器的積分輸出端加到比較器的反向比較端。當(dāng)積分值低于比較器直流門限電平時(shí)，⑤腳比較輸出高電平，通過R290加到Q222基極使其導(dǎo)通，②腳電位下降，積分器正向積分。當(dāng)積分器⑥腳輸出電壓高于門限電壓時(shí)，⑦腳輸出低電平，三極管截止。比較器②腳電位升高，積分器又反向積分開始下一個(gè)周期。保護(hù)部分如下圖：

如果電源電壓不穩(wěn)，IC206同向輸入端③腳電壓上升，大于反向輸入端②腳基準(zhǔn)電壓，那么Q221導(dǎo)通Q224接著導(dǎo)通，把B點(diǎn)電位拉高從而拉高C點(diǎn)的電位使得⒀腳與⑨腳的電位升高，與三角波進(jìn)行比較時(shí)并無輸出，以防止光過調(diào)，燈管電流過大。-+IC206DLM324/SO2420.1UFR2832M-+IC206CLM324/SO_151098411C2431UFR27418KADJR289100KR27518KR2881MR280100KQ221DTC144WK213R21011K-+IC206ALM324/SO_1532141112VD2281N41482．DC-AC部分啟動(dòng)過程當(dāng)主板給INVERTERON/OFF腳發(fā)出一個(gè)高電平時(shí)，Q204飽和導(dǎo)通，拉低Q203的基極，此時(shí)Q203導(dǎo)通，Vcc一路通過R211加在IC201（LM339M）的第11腳，即為內(nèi)部第四比較器的正向輸入端，為比較器提供直流電平。另一路通過R219加在第四比較器的反向輸入端（10腳），還有一路通過R217使比較器輸出一個(gè)高電平。輸出的高電平加到以Q209為共射級(jí)放大電路輸入端，共射極輸出直接加在由Q206所組成的共基極輸入端，共基極好處是補(bǔ)償由共射電路所帶來的米勒效應(yīng)，拓寬放大頻帶。（實(shí)測(cè)這里的開關(guān)頻率為110KHz左右），此時(shí)共基極輸出為低，PMOSFET導(dǎo)通L201上的電流線性增加，電流通過R201，Q202加到ROYER回路上使其工作。當(dāng)L202的電流上到一定的時(shí)候，D202截止，比較器輸出一個(gè)低電平，使PMOSFET截止。由D204續(xù)流，ROYER回路由電感上的能量供給。此時(shí)電感電流線性下降。當(dāng)下降到一定程度時(shí)，D202導(dǎo)通把IC201的10腳拉低。從而第13腳輸出高電平使PMOSFET再次打開，下一周期開始。R2041KMOF-DIP(1W)Q209SST3904R2133.9KD205NCQ205KTD1691(DIP&SMD)123C2060.22UF/250VR2014.7KD2031N4148L201150UH(60-52)Q208KTD1691(DIP&SMD)123PT20180VL17T-13-YS54671239R2021KMOF-DIP(1W)Q202SST3904Q207RK7002132D2061N4148Q206SST3904C2111UFQ201SI4431ORAO441148567321R2101MD204SMAL240ORSR24(1)保護(hù)過程保護(hù)回路①由D203，R210，D202構(gòu)成，如下圖所示：如果開關(guān)管開啟時(shí)電壓過高，此時(shí)把D203擊穿，則Q207導(dǎo)通，使Q202的基極電位下降，Q202截止，ROYER回路不工作，從而保護(hù)了燈管。保護(hù)回路②是由兩片LM339M所構(gòu)成，如下圖所示：

IC203,IC204（LM339）腳4，6，8分別監(jiān)控3路燈管電流，11腳監(jiān)控3路燈管總電流，正常工作時(shí)，根據(jù)比較器原理，腳4，6，8應(yīng)該比相應(yīng)的基準(zhǔn)電壓高，而11腳的電壓應(yīng)該比基準(zhǔn)電壓低。以起到對(duì)每個(gè)燈管的控制以及對(duì)整體電流的控制。若有一路反饋電壓反常，八個(gè)電壓比較器的輸出將為高電平，Q225導(dǎo)通，拉低IC206的②腳電壓，啟動(dòng)調(diào)光保護(hù)回路。同時(shí)Q218也導(dǎo)通，關(guān)斷Q217，使IC201⑦⑨腳電壓不受保護(hù)作用的影響。AC-DC12V變換

(2)調(diào)光過程

三個(gè)燈管的反饋電流經(jīng)過由D208、R225、C217、R221、R224、C216、R222、R220、R223、R227組成的反饋網(wǎng)絡(luò)，得到的反饋電壓同另一路取自L201并經(jīng)過另一反饋網(wǎng)路的反饋電壓會(huì)合后加在IC201的⑧腳，也就是第三比較器的反向端。與第⑨腳的基準(zhǔn)電壓比較后輸出，同時(shí)和調(diào)光回路的低頻電壓合并，最后正饋給后極,調(diào)光的低頻電壓同時(shí)也加在IC201的第十一腳即第四比較器的正向端，以改變其基準(zhǔn)電壓來細(xì)微調(diào)節(jié)PWM的占空比，從而達(dá)到調(diào)光的目的。調(diào)光方框圖AC源90—264V12VTO5VDC-DC變換

主板LM339

BURST-MODE調(diào)光ROYER回路燈管反饋

自激型推挽式直流變換器是利用開關(guān)晶體管和變壓器鐵芯的磁通量飽和來進(jìn)行自激振蕩，從而實(shí)現(xiàn)開關(guān)管“開／關(guān)”轉(zhuǎn)換的直流變換器，它是由美國(guó)人羅耶（G．H．Royer）在1955年首先發(fā)明和設(shè)計(jì)的，故又稱“羅耶變換器”。這種變換器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，使用時(shí)鐵芯飽和，不僅鐵芯損耗大，而且晶體管在截止前出現(xiàn)較大IC峰值電流，開關(guān)管損耗大。適用于幾十W輸出功率的電源，目前我們采用Royer電路的轉(zhuǎn)化效率大約為75％～85％。

自激型推挽式（push-pull）直流變換器工作原理陰極冷光燈的特性

冷陰極燈管（coldcathodefluorescentlamp）CCFL代表的是一個(gè)高非線性負(fù)載。一開始當(dāng)冷光燈是冷卻的時(shí)候（在一段沒有運(yùn)轉(zhuǎn)的時(shí)間內(nèi)），啟動(dòng)冷光燈的電壓是一般的三倍。冷光燈在圖一中的特征是，啟動(dòng)電壓為1600伏特，一般運(yùn)作的平均電壓是300伏特。請(qǐng)注意，冷光燈在一開始時(shí)是正電阻，然后轉(zhuǎn)換為低阻。這些特性表示它具有高輸出阻抗(電流源)，能抑制負(fù)的負(fù)載電阻效應(yīng)，且在啟動(dòng)冷光燈時(shí)可以限制電流。因?yàn)橹绷髯儞Q器轉(zhuǎn)換器有一個(gè)低輸出阻抗，所以必須加入一個(gè)額外的「無損失（loseless）」串聯(lián)阻抗，例如：一個(gè)耦合電容。在圖一中，對(duì)CCFL的等效電路做分析。VFL是冷光燈在一般操作下的平均電壓。冷光燈的阻抗（RFL）是一個(gè)復(fù)函數(shù)，但在固定電壓時(shí)，可被視為一個(gè)固定的負(fù)電阻。雜散電容和互連電容結(jié)合在一起成為CFL。圖一：CCFL的等效電路4.ROYER電路工作原理自激型推挽式直流變換器的電路原理如圖2所示：當(dāng)電壓V1加到輸入端時(shí)，由R224、R226組成的分壓電路會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)電壓并加到兩個(gè)開關(guān)晶體管的基極上，由于電路不可能完全對(duì)稱，所以總會(huì)使一個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通。假定Q209先導(dǎo)通，其集電極電流iC1流過變壓器的初級(jí)線圈（3.4~5）將使變壓器鐵芯磁化，在其他線圈中產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。V1由于6端是Q210的基極線圈，故此感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)將使晶體管Q210的基極處于負(fù)電位，從而使Q210一直處于截止?fàn)顟B(tài)，而1端的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)則使V209的集電極電流進(jìn)一步增加，并使V1很快達(dá)到飽和導(dǎo)通狀態(tài)，由于此時(shí)全部輸入電壓V1都加到初級(jí)線圈（3.4~5）兩端，因此（3.4~5）中的電流及由此電流產(chǎn)生的磁通也線性增加。當(dāng)鐵芯中的磁通達(dá)到或接近磁飽和值＋Φs時(shí)，Q209的集電極電流會(huì)急劇增大而形成一個(gè)尖峰，而此時(shí)磁通量的變化率則為零，因而（3.4~5）兩端的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)也接近于零，由此將使開關(guān)管Q209的基極電流減少，集電極電流下降，整個(gè)線圈中產(chǎn)生反向電動(dòng)勢(shì)，從而使線圈中的磁通脫離飽和，并促使晶體管Q209很快截止，Q210進(jìn)入導(dǎo)通。而當(dāng)全部輸入電壓V1加到線圈的另一半（3.4~2）兩端時(shí)，線圈中的磁通將迅速下降并很快達(dá)到反向飽和值—Φs，從而產(chǎn)生另一次崩潰過程。這個(gè)過程周而復(fù)始，使得Q209、Q210交替導(dǎo)通，這樣在兩個(gè)晶體管的集電極產(chǎn)生相差180度的方波，通過這樣的一個(gè)周期性變化，變壓器的（2-5）端便迭加一個(gè)正弦波電壓，升壓后從（7~9）輸出。冷陰極燈管亮前一瞬間，高電壓全部加在燈管的兩端，因此時(shí)的燈管阻抗無窮大。此時(shí)的電壓通常設(shè)定在1000V左右，以滿足燈管的起動(dòng)條件。因此，燈管點(diǎn)亮后，阻抗降至數(shù)10K.因燈管兩端的電壓由高壓電容C233和燈管阻抗分壓而定。電路中的C213電容主要是吸收晶體管在開關(guān)時(shí)產(chǎn)生的尖峰脈沖，保護(hù)的晶體管。圖2所示。降壓轉(zhuǎn)換器單元在推挽單元（stage），電流是透過一個(gè)切換式降壓轉(zhuǎn)換器（buckregulator）Q3提供。在圖3中，顯示了降壓輸出單元和輸出電壓波形。輸出電壓是一個(gè)直流脈動(dòng)的半波。降壓輸出電流是