OFDM原理和DOCSIS3.1的OFDM信號(hào)產(chǎn)生和分析

OFDM原理和DOCSIS3.1的OFDM信號(hào)產(chǎn)生和分析看到越來(lái)越多的通信標(biāo)準(zhǔn)運(yùn)用OFDM技術(shù)，比如：40G/100G的光傳輸，802.11AC,DOCSIS3.1,UWB，WirelessHD，LTE等，有必要對(duì)OFDM的原理要點(diǎn)有一個(gè)比較清晰的了解，所以整理了這個(gè)材料，供需要時(shí)參考。最后以DOCSIS3.1為例，介紹最新的DOCSIS3.1的OFDM信號(hào)的產(chǎn)生和分析的架構(gòu)和方法。一、概述正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)被設(shè)計(jì)為一種無(wú)線環(huán)境下高速傳輸技術(shù)。信道的頻率響應(yīng)大多是非平坦的，OFDM技術(shù)的主要思想就是在頻域內(nèi)將所給信道分成許多正交子信道，在每個(gè)子信道上使用一個(gè)子載波進(jìn)行調(diào)制，各個(gè)子載波并形傳輸。這樣，盡管總的信道是非平坦的，但每個(gè)子信道是相對(duì)平坦的，并且每個(gè)子信道上市窄帶傳輸，信號(hào)帶寬小于信道的相應(yīng)帶寬，可以大消除信號(hào)波形間的干擾。又由于各子信道的載波間相互正交，于是它們的頻譜是相互重疊，這樣既減小了子載波間干擾同時(shí)又提高了頻譜利用率。OFDM技術(shù)具有較強(qiáng)的抗信道頻率選擇性衰落的性能，是抗信道多徑的有效方法。OFDM技術(shù)的主要優(yōu)點(diǎn)：1)帶寬利用率高。在傳統(tǒng)的并行傳輸系統(tǒng)中，整個(gè)帶寬經(jīng)分割后被送到子信道中，各子信道頻帶間嚴(yán)格分離，接收端通過(guò)帶通濾波器慮除帶外的信號(hào)來(lái)接收每個(gè)子信道上的數(shù)據(jù)，頻譜利用率低。OFDM系統(tǒng)中由于各個(gè)子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互混疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，可以最大限度的利用頻譜資源。當(dāng)子載波個(gè)數(shù)很大時(shí)，系統(tǒng)的頻譜利用率趨于2Band/Hz(baud即波特；1Baud=log2M(bit/s)，其中M是信號(hào)的編碼級(jí)數(shù))。(a)傳統(tǒng)的頻分復(fù)用(b)3dB(a)傳統(tǒng)的頻分復(fù)用(b)3dB頻分復(fù)用(c)OFDM圖1OFDM的帶寬利用2）把高速數(shù)據(jù)流通過(guò)串并轉(zhuǎn)換，調(diào)制到每個(gè)子載波上進(jìn)行并發(fā)傳輸，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，有效地減小由于無(wú)線信道的時(shí)間彌散所帶來(lái)的ISI。此外，OFDM采用了循環(huán)前綴技術(shù)，即將OFDM符號(hào)的后幾個(gè)樣值復(fù)制到OFDM符號(hào)的前面，有效的抵抗多徑衰落的影響。減小了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度，甚至可以不采用均衡器。圖2OFDM符號(hào)的循環(huán)前綴結(jié)構(gòu)折耳周期兩徑信道中OFDM符號(hào)的傳輸圖3中的保護(hù)時(shí)間大于多徑時(shí)延，因此第二條徑的相位跳變點(diǎn)正好位于保護(hù)時(shí)間內(nèi)，因此接收機(jī)收到的是滿足正交特性的多載波信號(hào)，不會(huì)造成性能損失。如果保護(hù)時(shí)間小于多徑時(shí)延，則相位跳變點(diǎn)位于積分時(shí)間內(nèi)，則多載波信號(hào)不再保持正交性，從而會(huì)引入子載波干擾。3)各個(gè)子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過(guò)離散傅立葉反變換(IDFT，InverseDiscreteFourierTransform)和離散傅立葉變換(DFT，DiscreteFourierTransform)的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。在子載波數(shù)很大的情況下，可以通過(guò)采用快速傅立葉變換(FFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)。近年來(lái)，隨著大規(guī)模集成電路和DSP技術(shù)的發(fā)展，F(xiàn)FT和IFFT技術(shù)都非常容易實(shí)現(xiàn)，進(jìn)一步推動(dòng)了OFDM技術(shù)的發(fā)展。圖4基于FFT的OFDM原理框圖4)無(wú)線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般都存在非對(duì)稱性，即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)量。另一方面，移動(dòng)終端功率一般比較小，傳輸速率較低，而基站恰恰相反。因此無(wú)論從用戶數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的使用要求，還是從移動(dòng)通信系統(tǒng)自身的要求考慮，都希望物理層支持非對(duì)稱高速數(shù)據(jù)傳輸，而OFDM系統(tǒng)可以很容易地通過(guò)使用不同數(shù)量的子信道來(lái)實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。OFDM技術(shù)的主要缺點(diǎn):1）對(duì)相位噪聲和載波頻偏十分敏感。這是OFDM技術(shù)一個(gè)非常致命的缺點(diǎn)，整個(gè)OFDM系統(tǒng)對(duì)各個(gè)子載波之間的正交性要求格外嚴(yán)格，任何一點(diǎn)小的載波頻偏都會(huì)破壞子載波之間的正交性，引起ICI（子信道干擾，InterChannelInferference），同樣，相位噪聲也會(huì)導(dǎo)致碼元星座點(diǎn)的旋轉(zhuǎn)、擴(kuò)散，從而形成ICI。而單載波系統(tǒng)就沒有這個(gè)問(wèn)題，相位噪聲和載波頻偏僅僅是降低了接收到的信噪比SNR，而不會(huì)引起互相之間的1河電哨三周年圖5保護(hù)時(shí)間內(nèi)發(fā)送全零信號(hào)由于多徑效應(yīng)造成的子載波間干擾（ICI）圖6頻率誤差造成OFDM系統(tǒng)產(chǎn)生載波間干擾2)峰均比過(guò)大。OFDM信號(hào)由多個(gè)子載波信號(hào)組成，這些子載波信號(hào)由不同的調(diào)制符號(hào)獨(dú)立調(diào)制。同傳統(tǒng)的恒包絡(luò)的調(diào)制方法相比，OFDM調(diào)制存在一個(gè)很高的峰值因子。因?yàn)镺FDM信號(hào)是很多個(gè)小信號(hào)的總和，這些小信號(hào)的相位是由要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)序列決定的。對(duì)某些數(shù)據(jù)，這些小信號(hào)可能同相，而在幅度上疊加在一起從而產(chǎn)生很大的瞬時(shí)峰值幅度。而峰均比過(guò)大，將會(huì)增加A/D和D/A的復(fù)雜性，而且會(huì)降低射頻功率放大器的效率。同時(shí)，在發(fā)射端，放大器的最大輸出功率就限制了信號(hào)的峰值，這會(huì)在OFDM頻段內(nèi)和相鄰頻段之間產(chǎn)生干擾。圖7 子載波數(shù)目N=4時(shí)，承載的數(shù)據(jù)為d=(1,1,1,1)，四個(gè)載波獨(dú)立的波形和迭加后的信號(hào)3)所需線性范圍寬。由于OFDM系統(tǒng)峰值平均功率比(PAPR)大，對(duì)非線性放大更為敏感，故OFDM調(diào)制系統(tǒng)比單載波系統(tǒng)對(duì)放大器的線性范圍要求更高。、OFDM原理和信號(hào)特征輸入的串行數(shù)據(jù)先經(jīng)過(guò)串/并信號(hào)轉(zhuǎn)換，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)流的多路分離，然后再通過(guò)IFFT完成相應(yīng)的調(diào)制，經(jīng)過(guò)并/串信號(hào)轉(zhuǎn)換后，加入保護(hù)時(shí)間間隔也就是整個(gè)系統(tǒng)信號(hào)循環(huán)前綴，然后通過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換，上變頻至高頻區(qū)將信號(hào)發(fā)射出去。接收端進(jìn)行相反的過(guò)程，信道出來(lái)的信號(hào)先經(jīng)過(guò)下變頻，模數(shù)轉(zhuǎn)換，然后去除整個(gè)系統(tǒng)信號(hào)的循環(huán)前綴，再通過(guò)串/并信號(hào)轉(zhuǎn)換、FFT解調(diào)、并/串信號(hào)轉(zhuǎn)換，還原得到信宿序列。圖8OFDM收發(fā)信機(jī)的結(jié)構(gòu)框圖OFDM調(diào)制原理框圖OFDM通過(guò)把需要發(fā)射的數(shù)據(jù)流分解為若干個(gè)并行的數(shù)據(jù)子流，這樣每個(gè)數(shù)據(jù)子流在速率上就會(huì)降低很多，然后再進(jìn)行相關(guān)調(diào)制，將它們調(diào)制到一組總數(shù)為N,頻率之間的間隔相等，且又兩兩正交的子載波上。

OFDM解調(diào)原理框圖OFDM的調(diào)制可以用離散傅里葉反變化(IDFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)，相應(yīng)的有在解調(diào)端可以用離散傅里葉變換(DFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)。而這兩種傅里葉變換都有相應(yīng)的快速算法，在系統(tǒng)的效率和相應(yīng)時(shí)間上會(huì)有所提高。系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用中一般采用IFFT和FFT技圖10圖10OFDM解調(diào)原理框圖ChannelBandwidth1I1OFEtMSymbolCr巾ugu「ChannelBandwidth1I1OFEtMSymbolCr巾ugu「i&Sub^iriers-：Co-nc^lhifialed/OFDMSymbols.Frequency―^7#1nrpdul^ed:￡4jbcsrriet=：1pah!iifre^gntY^ridtime_*IFFT白的t整OFDM WfiefiOFDM&Jbc而削G*1OFDMjyrntol=f：FFTOFOWW^efi?rn*+OuarjInterval?1GtDMDuesI=oneurriHjieOfDMS*n由ds圖11 OFDM信號(hào)的立體特征圖12 OFDM信號(hào)的真實(shí)時(shí)域電壓波形（水平軸是時(shí)間，垂直軸是電壓（線性））OrthogonallyspacedoverlappingsubcarrieicsSubcarrierPea<s.Sinefunctionsidelob^ssubcarierNulls,Closelyspacedsubcarriersoverlap*Note1hatsuOrthogonallyspacedoverlappingsubcarrieicsSubcarrierPea<s.Sinefunctionsidelob^ssubcarierNulls,Closelyspacedsubcarriersoverlap*Note1hatsubcarrcirrkillscorrespondtopeaksofadjacentsubcarrierstarZeroInter-Carrier-!nterferenca.Frequency圖14OFDM信號(hào)的頻域特征BW23MHZOBW16.6MHZSubcsFT^rSp-acing312.5Khz儂BW23MHZOBW16.6MHZSubcsFT^rSp-acing312.5Khz儂WHz^KFFT)Into^mationRaleBTfiH加俯MT沁御54附“s*ModualianBFSKQPSK.16CAV.54QAMCodingHalaM22/3.39Totel乳匕srr七名52(FreqIndex26Ic+26)4RPikriSubcamers'4(=21,^7.+7,+21)BP3KDCSubcarriefNidi(0subuduieflS02,HaOFDMPHYParam€tars52subetrners(48Data.4P!u-：(BPSK),1Null)BW20MHZ。舟hSutJtarner1OFDMEyrabal1OFDMBursi=1constellationpoint-52號(hào)gc131T舊作=oneormoreOFDMsymsiols圖15以802.11a為例的OFDM圖15802.11aOFDMBurstPreambleSIGNALDATA.OFDMSymbolsMHAShortLong802.11aOFDMBurstPreambleSIGNALDATA.OFDMSymbolsMHAShortLongPreamble(SYNC)(12symbols)SIGNAL(1OFDMSymbol)DATAorPayLoad(VariableNumberofOFDMSymbols)802.11aOf=DMarvJHtPELAU-ZJFrameStructureShortTrainingI(10shortsyms)VLongTraining\(2Longsyms)jSIGNAL1(1symbol)/I1Data1(1symbol)『Data2IData3|f(1symbol\(1symbol)|TrainingSeq.LongTrainingSeq.Sl-MALsymbolDatasymbols8uslength8usduration4usduration4usduration12subcarriers-every4thsubcarrierequalMagnitudeall52subcarriersequalmag/phasechannelestimationalwaysBPSKRateinfoLengthinfo1IFFTpersymbol52subcarrierspersymbol48data,4pilo-ts&zeroNullsub.signaldetectAGCDiversitySeitimingsynccoarsefreqoffsetest.chanequalizationfinefreqoffsetestiSIGNAL802.111aonlydata:samemodfmtperburst(BPSK,QPSKJGQAMLMQAM)pilots:BPSKonlyMax4096bitsperframe圖16以802.11a為例的OFDM信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)三、OFDM關(guān)鍵技術(shù)1.時(shí)域和頻域同步OFDM系統(tǒng)對(duì)定時(shí)和頻率偏移敏感，特別是實(shí)際應(yīng)用中與FDMA、TDMA和CDMA等多址方式結(jié)合使用時(shí)，時(shí)域和頻率同步顯得尤為重要。與其它數(shù)字通信系統(tǒng)一樣，同步分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段，較易實(shí)現(xiàn)。在上行鏈路中來(lái)自不同移動(dòng)終端的信號(hào)必須同步到達(dá)基站，才能保證子載波間的正交性?；靖鶕?jù)各移動(dòng)終端發(fā)來(lái)的子載波攜帶信息進(jìn)行時(shí)域和頻域同步信息的提取，再由基站發(fā)回移動(dòng)終端，以便讓移動(dòng)終端進(jìn)行同步。具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，同步將分為時(shí)域同步和頻域同步，也可以時(shí)域和頻域同時(shí)進(jìn)行同步。接收機(jī)正常工作以前，OFDM系統(tǒng)至少要完成兩類同步任務(wù)：1）時(shí)域同步，要求OFDM系統(tǒng)確定符號(hào)邊界，并且提取出最佳的采樣時(shí)鐘，從而減小載波干擾（ICI）和碼間干擾（ISI）造成的影響。2）頻域同步，要求系統(tǒng)估計(jì)和校正接收信號(hào)的載波偏移。在OFDM系統(tǒng)中，只有發(fā)送和接收的子載波完全一致，才能保

證載波間的正交性，從而可以正確接收信號(hào)。任何頻率偏移必然導(dǎo)致ICI。實(shí)際系統(tǒng)中，由于本地時(shí)鐘源（如晶體振蕩器）不能精確的產(chǎn)生載波頻率，總要附著一些隨機(jī)相位調(diào)制信號(hào)。結(jié)果接收機(jī)產(chǎn)生的頻率不可能與發(fā)送端的頻率完全一致。對(duì)于單載波系統(tǒng)，相位噪聲和頻率偏移只是導(dǎo)致信噪比損失，而不會(huì)引入干擾。但對(duì)于多載波系統(tǒng)，卻會(huì)造成子載波間干擾（ICI），因此OFDM系統(tǒng)對(duì)于載波偏移比單載波系統(tǒng)要敏感，必須采取措施消除頻率偏移。與頻率誤差不同，時(shí)間同步誤差不會(huì)引起子載波間干擾。酊兀但時(shí)間同步誤差將導(dǎo)致FFT處理窗包含連續(xù)的兩個(gè)OFDM符號(hào)，從而引入了OFDM符號(hào)間干擾（ISI）。并且即使FFT處理窗位置略有偏移，也會(huì)導(dǎo)致OFDM信號(hào)頻域的偏移，從而造成信噪比損失，BER性能下降。圖17圖17FFT處理窗位置與OFDM符號(hào)的相對(duì)關(guān)系一個(gè)OFDM符號(hào)由保護(hù)間隔和有效數(shù)據(jù)采樣構(gòu)成，保護(hù)間隔在前，有效數(shù)據(jù)在后。如果FFT處理窗延遲放置，則FFT積分處理包含了當(dāng)前符號(hào)的樣值與下一個(gè)符號(hào)的樣值。而如果FFT處理窗超前放置，則FFT積分處理包含了當(dāng)前符號(hào)的數(shù)據(jù)部分和保護(hù)時(shí)間部分。后者不會(huì)引入碼間干擾，而前者卻可能嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能。1。-4=ot4亡*凱二1。-4=ot4亡*凱二小肛&&否1HM4Tja--/■6TSt6mve「iggchannelSNR[dB]4e& 101214抬la20averagechannelS;MR[dS]圖18圖18時(shí)域同步誤差對(duì)OFDM系統(tǒng)性能的影響圖12中采用的是512個(gè)子載波的OFDM系統(tǒng)，在白噪聲信道下仿真，子載波體制方式為差分QPSK(DQPSK)。不用信道均衡，超前放置FFT處理窗最多達(dá)六個(gè)樣值，幾乎不影響系統(tǒng)性能，但如果延遲放置FFT處理窗，如圖中的實(shí)心圖標(biāo)所示，由于存在碼間干擾，將會(huì)嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能。對(duì)于較小的時(shí)域同步誤差，如果增加一個(gè)短循環(huán)后綴，可以減輕ISI的影響。OFDM系統(tǒng)的時(shí)頻同步處理分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段：在捕獲階段，系統(tǒng)使用比較復(fù)雜的同步算法，對(duì)較長(zhǎng)時(shí)段的同步信息進(jìn)行處理，獲得初步的系統(tǒng)同步。在跟蹤階段，可以采用比較簡(jiǎn)單的同步算法，對(duì)于小尺度的變化進(jìn)行校正。OFDM同步算法分類：1、OFDM數(shù)據(jù)幀和符號(hào)的粗同步算法2、OFDM符號(hào)的精細(xì)同步算法3、OFDM頻域捕獲算法4、OFDM頻域跟蹤算法常用的OFDM同步算法主要分為兩類：1、利用循環(huán)前綴2、插入專門的訓(xùn)練序列由于OFDM符號(hào)中含有循環(huán)前綴，因此每個(gè)符號(hào)的前個(gè)樣值實(shí)際上是最后個(gè)樣值的拷貝。利用這種信號(hào)結(jié)構(gòu)的冗余特性可以實(shí)現(xiàn)上圖所示的時(shí)頻同步結(jié)構(gòu)。基于循環(huán)前綴的同步技術(shù)，其估計(jì)精度與同步時(shí)間相互制約。如果要獲得較高的估計(jì)精度，則需要耗費(fèi)很長(zhǎng)的同步時(shí)間。因此在沒有特定訓(xùn)練序列的盲搜索環(huán)境中或者系統(tǒng)跟蹤條件下比較適用。而對(duì)于分組傳輸，同步精度要求比較高，同步時(shí)間盡可能短。為了完成這種條件下的同步，一般采用發(fā)送特殊的OFDM訓(xùn)練序列。此時(shí)整個(gè)OFDM接收信號(hào)都可以用于同步處理。圖20 采用訓(xùn)練序列進(jìn)行OFDM同步在匹配濾波器輸出的相關(guān)峰值處，可以同時(shí)進(jìn)行符號(hào)同步和頻偏校正。注意上述的匹配濾波器操作是在接收信號(hào)進(jìn)行FFT變換之前進(jìn)行的。因此這一同步技術(shù)與DS-CDMA接收機(jī)中的同步非常類似。2.信道估計(jì)在OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個(gè)問(wèn)題：一是導(dǎo)頻信息的選取。由于無(wú)線信道常常是衰落信道，需要不斷對(duì)信道進(jìn)行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地傳送；二是復(fù)雜度較低和導(dǎo)頻跟蹤能力良好的信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計(jì)器的設(shè)計(jì)通常又是相互關(guān)聯(lián)的，因?yàn)楣烙?jì)器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式有關(guān)。信道估計(jì)模型信道估計(jì)算法分為盲估計(jì)和非盲算法兩類。盲算法基于信道的統(tǒng)計(jì)特性，需要大量數(shù)據(jù)才能夠獲得好的性能，快衰落信道中收斂性會(huì)急劇惡化，系統(tǒng)性能很差。非盲算法又可以劃分為兩大類：數(shù)據(jù)輔助和判決指導(dǎo)算法。數(shù)據(jù)輔助模式，OFDM符號(hào)的整體或部分用于訓(xùn)練數(shù)據(jù)，利用訓(xùn)練數(shù)據(jù)進(jìn)行信道響應(yīng)估計(jì)。但增加了系統(tǒng)開銷，降低了頻譜效率。判決指導(dǎo)模式，類似于判決反饋均衡，可以降低系統(tǒng)開銷，提高頻譜效率。當(dāng)信道狀態(tài)劇烈變化時(shí)，會(huì)導(dǎo)致估計(jì)質(zhì)量下降，需要周期性發(fā)送訓(xùn)練符號(hào)，采用信道編碼與交織提升性能。導(dǎo)頻圖樣常用圖樣為兩類：訓(xùn)練符號(hào)與導(dǎo)頻子載波⑻訓(xùn)練符號(hào).Cb＞導(dǎo)頻子載波⑻訓(xùn)練符號(hào).Cb＞導(dǎo)頻子載波導(dǎo)頻插入需滿足2維Nyquest采樣定理。導(dǎo)頻序列的功率和時(shí)頻域位置的優(yōu)化，是影響信道估計(jì)的重要因素，一般遵循如下原則。理論分析證明，當(dāng)總功率一定的條件下，導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)等功率分配，所獲得的信道估計(jì)MSE性能較好。導(dǎo)頻子載波數(shù)目不小于CIR長(zhǎng)度，在系統(tǒng)信號(hào)有效分布的時(shí)頻范圍內(nèi)，最好在頻域等間隔分配導(dǎo)頻，并且在時(shí)域上進(jìn)行交錯(cuò)配置，從而獲得頻率分集增益。如圖15(b)所示。除均方誤差MSE準(zhǔn)則外，其它系統(tǒng)指標(biāo)，如PAPR峰平比也是導(dǎo)頻設(shè)計(jì)需要考慮的重要指標(biāo)。為了降低峰平比，一般要求導(dǎo)頻具有恒包絡(luò)性能，即具有CAZAC特性的序列(例如Zadoff-Chu序列)。LTE、WiMax等寬帶移動(dòng)通信系統(tǒng)就是按照這些設(shè)計(jì)原則進(jìn)行導(dǎo)頻圖樣分配的。數(shù)據(jù)輔助算法DA信道估計(jì)算法主要包括LS估計(jì)、LMMSE與變換域估計(jì)算法，一般的，LS估計(jì)可以作為其它算法的初始值，是信道估計(jì)的基礎(chǔ)。.LS估計(jì)算法基于頻域LS算法得到信道響應(yīng)。.插值方法線性插值是以增大導(dǎo)頻開銷提高估計(jì)性能。而采用多項(xiàng)式插值，則有可能減少導(dǎo)頻開銷。2D插值也可以應(yīng)用。所有這些插值方法可以等效為不同的低通濾波。.變換域算法信道頻域響應(yīng)CFR具有高度相關(guān)性。采用正交變換，將CFR變換到其它域，則對(duì)應(yīng)變換域響應(yīng)具有稀疏性，只有少數(shù)重要分量取值較大，而其它分量很小，可以置為0，從而有效降低估計(jì)噪聲。這就是變換域算法的主要思想。.LMMSE算法LMMSE由于利用了接收信噪比SNR和其它信道統(tǒng)計(jì)特性，因此其性能好于其它算法。LMMSE具有平滑/插值/外推的算法結(jié)構(gòu)，因此非常適合于導(dǎo)頻子載波模式的OFDM系統(tǒng)。但1兇兇5￡估計(jì)算法復(fù)雜各種算法的性能比較如下：101-1-1J11- 1「一LSLirearrrarsformdomainLMMSEHT「「T_I」匚卜LL一SNRfdB)圖22 信道估計(jì)的MSE性能比較判決指導(dǎo)算法判決指導(dǎo)算法(DDCE)是另一大類OFDM信道估計(jì)算法。接收端的工作分為兩個(gè)階段：估計(jì)階段與跟蹤階段。

圖23 判決指導(dǎo)算法MIMO-OFDM信道估計(jì)在MIMO-OFDM系統(tǒng)框架下，信道估計(jì)是更具有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。導(dǎo)頻圖樣需要滿足采樣定理，而且要求各天線導(dǎo)頻互不干擾。?導(dǎo)知產(chǎn)轂波信蚓軟估計(jì)"II圖23 判決指導(dǎo)算法MIMO-OFDM信道估計(jì)在MIMO-OFDM系統(tǒng)框架下，信道估計(jì)是更具有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。導(dǎo)頻圖樣需要滿足采樣定理，而且要求各天線導(dǎo)頻互不干擾。?導(dǎo)知產(chǎn)轂波信蚓軟估計(jì)"II練序.列。數(shù)據(jù)下戟波伯道估H信號(hào)重構(gòu)解戈生哈通譯碼倍道估計(jì)圖24 MIMO-OFDM導(dǎo)頻圖樣3.編碼信道和交織為了提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能，信道編碼和交織是普遍采用的方法。對(duì)于衰落信道中的隨機(jī)錯(cuò)誤，可以采用信道編碼；對(duì)于衰落信道中的突發(fā)錯(cuò)誤，可以采用交織技術(shù)。實(shí)際應(yīng)用中，通常同時(shí)采用信道編碼和交織，進(jìn)一步改善整個(gè)系統(tǒng)的性能。在OFDM系統(tǒng)中，如果信道衰落不是太嚴(yán)重，均衡是無(wú)法再利用信道的分集特性來(lái)改善系統(tǒng)性能的，因?yàn)镺FDM系統(tǒng)自身具有，利用信道分集特性的能力，一般的信道特性信息已經(jīng)被OFDM這種調(diào)制方式本身所利用了。但是OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)卻為在子載波間進(jìn)行編碼提供了機(jī)會(huì)，形成COFDM方式。編碼可以采用各種碼，如:：分組碼、卷積碼等，其中卷積碼的效果要比分組碼好。4.降低峰值平均功率比由于OFDM信道時(shí)域上表現(xiàn)為N個(gè)正交子載波信號(hào)的疊加，當(dāng)這N個(gè)信號(hào)恰好均以峰值疊加時(shí)，OFDM信號(hào)也將產(chǎn)生最大峰值，該峰值功率是平均功率的N倍。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低，但為了不知真地傳輸這些高PAPR的OFDM信號(hào)，發(fā)送端對(duì)高功率放大器(HPA)的線性度要求也很高。因此，高的PAPR使得OFDM系統(tǒng)的性能大大下降甚至直接影響實(shí)際應(yīng)用。為了解決這一問(wèn)題，人們提出了基于信號(hào)畸變技術(shù)、信號(hào)擾碼技術(shù)和基于信號(hào)空間擴(kuò)展等降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。10°10---I心蠟典古射史性2二二匕二二二:七二二二二寓10°10---I心蠟典古射史性2二二匕二二二:七二二二二寓5二七二生干二二!:二二二二二:L 一琦」」％-■ r ——二———一、遂一?？ㄒ灰灰黄?心：\七縊二二機(jī)%”三--k N=64—第—N=128--L-|\|=256 \—N=512PAPRo(dB)圖25 不同子載波數(shù)目的CCDF降低OFDM信號(hào)PAPR的方法很多，大體可以分成三大類：信號(hào)預(yù)畸變技術(shù)、編碼類技術(shù)和概率類技術(shù)。降佃峰均比技術(shù)技術(shù)黠率類技行陽(yáng)幅

券技

術(shù)壓縮擴(kuò)張

變換分組

編碼

法Ciokl

V比

列選擇

性映

時(shí)小輸列部傳序得3整形預(yù)招內(nèi)卡峰值加窗限幅峰值抵滔1)信號(hào)預(yù)畸變技術(shù)包括限幅類技術(shù)和壓縮擴(kuò)張變換。(1)限幅技術(shù)(Clipping)限幅是最簡(jiǎn)單的方法，它直接在OFDM信號(hào)幅度峰值或附近采用非線性操作來(lái)降低信號(hào)的PAPR值，能適用于任何數(shù)目子載波構(gòu)成的系統(tǒng)。限幅相當(dāng)于對(duì)原始信號(hào)加矩形窗，如果OFDM信號(hào)幅值小于預(yù)定門限，該矩形窗函數(shù)的幅值就為1,否則幅值小于1。限幅會(huì)不可避免地產(chǎn)生信號(hào)畸變，由于信號(hào)失真引入自干擾，從而造成系統(tǒng)性能下降。(2)壓縮擴(kuò)張變換(Companding)它是借鑒了PCMA律對(duì)數(shù)壓擴(kuò)的原理，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，計(jì)算復(fù)雜度不隨子載波數(shù)目增加而增加。2)編碼類技術(shù)編碼類技術(shù)主要是對(duì)原始數(shù)據(jù)進(jìn)行冗余編碼，選擇PAPR較小的碼組作為OFDM符號(hào)發(fā)送，從而避免了信號(hào)峰值。數(shù)據(jù)分組XPAPR(dB)數(shù)據(jù)分組XPAPR(dB)[L1,1,1]6.0[-L1,1,1]2.3[LLL-1]2.3[-hLL-1]3.7[1,1,工1]2.3[hhi1]6.0[h1,-1,-1]3.7[-1?1?-1?-1]2.3[L-LL1]2.3[-h-1,L1]3.7[1,1,-1]6.0[-1,-1.h-1]2.3[b-b-b1]3.7[-1?-1?-1?1]2.3[L-1,-L-1]2.3-1]6.0應(yīng)用編碼方法降低PAPR的優(yōu)點(diǎn)是系統(tǒng)相對(duì)簡(jiǎn)單、穩(wěn)定，降低PAPR的效果好。但是，它的缺點(diǎn)也非常明顯：(1)編碼調(diào)制方式受限，比如分組編碼只適用于PSK的調(diào)制方式，而不適用于基于QAM調(diào)制方式的OFDM系統(tǒng)；(2)子載波個(gè)數(shù)受限，隨著子載波數(shù)的增加，計(jì)算復(fù)雜度增大，系統(tǒng)的吞吐量嚴(yán)重下降，帶寬的利用率顯著降低；(3)數(shù)據(jù)有效速率減小，這是因?yàn)榇蟛糠值木幋a方法都要引入一定的冗余信息。3)概率類技術(shù)概率類技術(shù)不是著眼于降低信號(hào)幅度的最大值，而是降低峰值出現(xiàn)的概率，一般而言，該類技術(shù)會(huì)帶來(lái)信息冗余，缺點(diǎn)是計(jì)算復(fù)雜度太大，要進(jìn)行多次IFFT運(yùn)算，并且需要可靠傳送邊信息。(1)相位優(yōu)化利用不同的加擾相位序列來(lái)對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行加權(quán)處理以改變其統(tǒng)計(jì)特性，主要包括選擇映射法(SelectedMapping，即SLM)、部分傳輸序列(PartialTransmitSequences，即PTS)等。(2)交織技術(shù)(Interleaving)交織技術(shù)的原理和選擇映射類似。選擇性映射中通過(guò)使用隨機(jī)相位序列來(lái)降低多載波信號(hào)的峰均比，在交織技術(shù)中，通過(guò)使用一組交織器來(lái)達(dá)到相同的效果，交織器的作用是用來(lái)對(duì)長(zhǎng)度為的信號(hào)序列進(jìn)行重排。(3)沖激整形(PulseShaping，即PS)通過(guò)恰當(dāng)選擇OFDM調(diào)制中各個(gè)子載波的時(shí)域沖激波形，可以有效降低PAPR，其效果比前兩種方法要好。(4)多音加法多音加法包括多音預(yù)留(ToneReservation，即TR)和多音內(nèi)插(Tone