第10講-RAKE、均衡、多載波

移動(dòng)通信-物理層關(guān)鍵技術(shù)3授課教師：仇洪冰信息與通信學(xué)院Email：qiuhb@內(nèi)容RAKE接收技術(shù)RAKE接收的基本思想簡(jiǎn)化的RAKE接收機(jī)均衡技術(shù)均衡原理時(shí)域均衡線性均衡非線性均衡多載波傳輸技術(shù)OFDMMC-CDMAMC-DS-CDMAMT-CDMA3RAKE接收與多徑分集

RAKE接收不同于傳統(tǒng)的空間、頻率與時(shí)間分集技術(shù)，它是一種典型的利用信號(hào)統(tǒng)計(jì)與信號(hào)處理技術(shù)將分集的作用隱含在被傳輸?shù)男盘?hào)之中，因此又稱它為隱分集或帶內(nèi)分集。4RAKE接收的基本原理1RAKE接收就是設(shè)法將上述被擴(kuò)散的信號(hào)能量充分利用起來(lái)。其主要手段是擴(kuò)頻信號(hào)設(shè)計(jì)與RAKE接收的信號(hào)處理手段。在實(shí)際的移動(dòng)通信中由于用戶的隨機(jī)移動(dòng)性，接收到的多徑分量的數(shù)量、大小(幅度)、時(shí)延(到達(dá)時(shí)間不同)、相位均為隨機(jī)變量，因此合成后的合成矢量亦為一個(gè)隨機(jī)變量。但是如果能利用擴(kuò)頻信號(hào)設(shè)計(jì)將各條路徑信號(hào)加以分離，再利用RAKE接收將被分離的各條路徑信號(hào)相位校準(zhǔn)、幅度加權(quán)，并將矢量和變成代數(shù)和。而加以充分利用。當(dāng)然，這一分離、處理和利用的設(shè)想，特別是對(duì)于連續(xù)型時(shí)延功率譜是受分辨率即擴(kuò)頻增益和RAKE接收信號(hào)處理方式和能力所限。5RAKE接收的基本原理2根據(jù)寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的相關(guān)理論，設(shè)計(jì)適當(dāng)擴(kuò)頻比的擴(kuò)頻信號(hào)(它主要決定分離多徑的分辨率)和相應(yīng)的RAKE接收的信號(hào)處理方式就能將被擴(kuò)散的信號(hào)能量分離、處理、合并，并加以有效利用。上述時(shí)延功率譜的利用效率主要決定于實(shí)際信道多徑時(shí)延展寬的程度以及多徑分離的能力。而多徑分離的能力則主要取決了擴(kuò)頻增益與擴(kuò)頻帶寬。RAKE接收的基本原理3

城市繁華地區(qū)，多徑時(shí)延約為5us。IS-95擴(kuò)頻帶寬1.25MHz。此時(shí)，頻率分集的載波間隔大約為200KHz，因此，理論上可提供大約6重分集。由于多徑時(shí)延是隨機(jī)的，實(shí)際有價(jià)值的路徑不超過(guò)3～4條，即3～4重分集的效果。62023/1/317RAKE接收的基本原理4

由上面分析RAKE接收的多徑分集，從理論上看它應(yīng)屬于頻率分集，但是從現(xiàn)象上看，它是利用多徑時(shí)延進(jìn)行的分集。實(shí)際上我們?cè)谛诺婪治鲋幸阎赋觯怯捎跁r(shí)延擴(kuò)散才引入了頻率選擇性衰落。它們之間是一對(duì)因果關(guān)系，正因?yàn)檫@樣，有人認(rèn)為稱它為多徑分集更為恰當(dāng)。RAKE接收機(jī)所謂RAKE接收機(jī)，就是利用多個(gè)并行相關(guān)器檢測(cè)多徑信號(hào)，按照一定的準(zhǔn)則合成一路信號(hào)供解調(diào)用的接收機(jī)。需要特別指出的是，一般的分集技術(shù)把多徑信號(hào)作為干擾來(lái)處理，而RAKE接收機(jī)采取變害為利的方法，即利用多徑現(xiàn)象來(lái)增強(qiáng)信號(hào)。82023/1/31簡(jiǎn)化的RAKE接收機(jī)的組成92023/1/31假設(shè)發(fā)端從Tx發(fā)出的信號(hào)經(jīng)N條路徑到達(dá)接收天線Rx。路徑1距離最短，傳輸時(shí)延也最小，依次是第二條路徑，第三條路徑，…，時(shí)延時(shí)間最長(zhǎng)的是第N條路徑。通過(guò)電路測(cè)定各條路徑的相對(duì)時(shí)延差，以第一條路徑為基準(zhǔn)時(shí)，第二條路徑相對(duì)于第一條路徑的相對(duì)時(shí)延差為Δ2，第三條路徑相對(duì)于第一條路徑的相對(duì)時(shí)延差為Δ3，…，第N條路徑相對(duì)于第一條路徑的相對(duì)時(shí)延差為ΔN，且有ΔN＞ΔN-1＞…＞Δ3＞Δ2(Δ1=0).由于各條路徑加權(quán)系數(shù)為1，因此為等增益合并方式。還可以采用最大比合并或最佳樣點(diǎn)合并，利用多個(gè)并行相關(guān)器，獲得各多徑信號(hào)能量，即RAKE接收機(jī)利用多徑信號(hào)，提高了通信質(zhì)量。102023/1/31

由于每條多徑信號(hào)都經(jīng)受著不同的衰落，具有不同的振幅、相位和到達(dá)時(shí)間。由于相位的隨機(jī)性，其最佳非相干接收機(jī)的結(jié)構(gòu)由匹配濾波器和包絡(luò)檢波器組成。最佳非相干接收機(jī)。圖中匹配濾波器用于對(duì)c1(t)cosωt匹配。

如果r(t)中包括多條路徑，則上圖的輸出如下頁(yè)圖所示。112023/1/31圖中每個(gè)峰值的幅度的不同是由每條路徑的傳輸損耗不同引起的。為了將這些多徑信號(hào)進(jìn)行有效的合并，可將每一條多徑通過(guò)延遲的方法使它們?cè)谕粫r(shí)刻達(dá)到最大，按最大比的方式合并，就可以得到最佳的輸出信號(hào)。然后再進(jìn)行判決恢復(fù)，發(fā)送數(shù)據(jù)。122023/1/31實(shí)現(xiàn)最佳合并的橫向?yàn)V波器GuilinUniversityofElectronicsTechnology132023/1/31均衡技術(shù)概念：對(duì)移動(dòng)信道特性進(jìn)行均衡，矯正信道傳輸函數(shù)，使其滿足無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件?？梢钥醋魇菍鬏敶a元擴(kuò)散的能量放回到該碼元時(shí)隙中去的過(guò)程。目標(biāo)：抵消由信道中時(shí)變的多徑傳播特性引起的碼間串?dāng)_，消除信道的頻率選擇性和時(shí)間選擇性。分類：頻域均衡：校正幅頻特性和群延時(shí)，多用于模擬通信；時(shí)域均衡：使沖擊響應(yīng)無(wú)碼間串?dāng)_，多用于數(shù)字通信。應(yīng)用：信號(hào)不可分離多徑，時(shí)延擴(kuò)展足夠大?？箷r(shí)變性：要求自適應(yīng)信道變化調(diào)整參數(shù)，故稱自適應(yīng)均衡。自適應(yīng)均衡一般包含訓(xùn)練和跟蹤兩種工作模式。等效的無(wú)線傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)時(shí)域均衡原理Nyquist第一準(zhǔn)則，理想傳輸，信道失真。均衡：利用信道均衡器heq(t)使總的脈沖響應(yīng)函數(shù)接近理想狀態(tài)，消除非理想信道c(t)引起的碼間串?dāng)_。均衡器實(shí)際上是信道的反向?yàn)V波器，對(duì)頻率選擇性信道，均衡器將增大衰落大的頻譜部分，減小衰落小的頻譜部分，使總的頻響幅度趨于平坦，相位趨于線性。兩個(gè)基本途徑頻域均衡，它主要從頻域角度來(lái)滿足無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件，它是通過(guò)分別校正系統(tǒng)的幅頻特性和群時(shí)延特性來(lái)實(shí)現(xiàn)的。主要用于早期的固定式有線傳輸網(wǎng)絡(luò)中。時(shí)域均衡，它主要從時(shí)間響應(yīng)考慮以使包含均衡器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)滿足理想的無(wú)碼間串?dāng)_的條件。目前廣泛利用橫向?yàn)V波器來(lái)實(shí)現(xiàn)，它可以根據(jù)信道的特性的變化而不斷的進(jìn)行調(diào)整。兩種途徑的比較與應(yīng)用時(shí)域均衡實(shí)現(xiàn)比頻域均衡方便，性能一般也比頻域均衡好，故得到廣泛的應(yīng)用。特別是在時(shí)變的移動(dòng)信道中，幾乎都采用時(shí)域均衡的實(shí)現(xiàn)方式。在衰落信道中引入均衡的目的是減輕或消除由于頻率選擇性衰落造成的符號(hào)間干擾ISI。并非所有移動(dòng)通信系統(tǒng)均要求使用自適應(yīng)均衡器，實(shí)際上，如果信道頻率選擇性衰落引入時(shí)延功率譜的擴(kuò)散(即多徑擴(kuò)散)區(qū)間為τm,而傳輸?shù)南⒎?hào)的持續(xù)時(shí)間為Ts，當(dāng)Ts<<τm或Ts>>τm時(shí)，移動(dòng)信道就可以不必要使用自適應(yīng)均衡，因?yàn)檫@時(shí)，時(shí)延擴(kuò)散對(duì)傳送的消息符號(hào)的影響可以忽略不計(jì)。應(yīng)用舉例1在IS-95系統(tǒng)中，采用擴(kuò)頻碼的碼分多址CDMA方式來(lái)區(qū)分用戶，對(duì)于每個(gè)用戶傳送的原始消息符號(hào)持續(xù)時(shí)間Ts<<τm，因此對(duì)于CDMA系統(tǒng)一般不采用自適應(yīng)均衡技術(shù)；若將來(lái)進(jìn)一步采用正交頻分復(fù)用OFDM方式，對(duì)每一個(gè)正交的子載波所傳送的消息符號(hào)持續(xù)時(shí)間Ts>>τm，亦可不采用自適應(yīng)均衡技術(shù)；若消息符號(hào)持續(xù)時(shí)間小于時(shí)延擴(kuò)散即：Ts<τm，則在接收信號(hào)中會(huì)出現(xiàn)符號(hào)間干擾ISI，這時(shí)就需要使用自適應(yīng)均衡器來(lái)減輕或消除ISI。應(yīng)用舉例2GSM數(shù)字式蜂窩系統(tǒng)，由于是采用了時(shí)分多址TDMA方式，對(duì)各用戶信息傳送是采用時(shí)分復(fù)用方式，而不是上述碼分用戶的并行方式，或者是正交多載波OFDM的頻分復(fù)用方式，其符號(hào)速率比較高，所以一般滿足的條件Ts<τm，所以必須使用自適應(yīng)均衡技術(shù)。北美的IS-54、IS-136等數(shù)字式蜂窩系統(tǒng)也滿足這一條件，也需要采用自適應(yīng)均衡器；多普勒頻移對(duì)均衡的影響影響均衡效果的另一個(gè)重要因素是信道參數(shù)——信道多普勒頻移寬度Bd，或者相對(duì)應(yīng)的信道相干時(shí)間Td=1/Bd。因?yàn)樵诮邮斩耸褂镁馄?，必須測(cè)量信道特性即信道沖擊響應(yīng)，信道特性隨時(shí)間變化的速度必須小于傳送符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，即必須小于信道多徑擴(kuò)散時(shí)間τm，即：τm

<<1/Bd

,也就是必須滿足τm

Bd

<<1。

在具體數(shù)字化實(shí)現(xiàn)時(shí)，設(shè)x(t)和的采樣值為xk和，則均衡器的設(shè)計(jì)就是按照某種最佳的準(zhǔn)則來(lái)使xk和或者xk和dk之間達(dá)到最佳的匹配。例如,我們關(guān)心均衡器的輸出采樣點(diǎn)（波形）與發(fā)端波形是否一致，此時(shí)可使xk和的均方誤差最小。如果我們將上述準(zhǔn)則進(jìn)行擴(kuò)展，不直接關(guān)心波形而關(guān)心單個(gè)輸出的符號(hào)dk或輸出符號(hào)的序列

dk，則我們可以采用最大后驗(yàn)概率（MAP）準(zhǔn)則或最大似然（ML）準(zhǔn)則，即自適應(yīng)均衡器的基本結(jié)構(gòu)權(quán)值矢量

wk

設(shè)輸入矢量

yk可以定義為

yk=［yk

yk-1

yk-2

…

yk-N］T

（1）

均衡器的輸出為（2）（3）

利用式（1）和（3），則式（2）可以寫(xiě)成

若所希望的均衡器輸出是已知的，即d=xk，則誤差信號(hào)ek為（6）

（7）利用式（4）有（5）進(jìn)而有

（4）

對(duì)上式求均值，就可以得到ek的均方誤差：（8）

為了對(duì)式（8）進(jìn)行最小化，還用到一個(gè)互相關(guān)矢量

p

和輸入相關(guān)矩陣R

，它們的定義分別為

p=E［xk

yk］=E［xkyk

xkyk-1

xkyk-2

…

xkyk-N］T

（9）（10）均方誤差(mSE)≡ξ

（11）

R

有時(shí)也被稱為協(xié)方差矩陣，它的對(duì)角線上的元素是輸入信號(hào)的均方值，其他交叉項(xiàng)為輸入信號(hào)的不同延遲樣點(diǎn)的自相關(guān)值。如果xk和

yk是平穩(wěn)的，在

p

和

R

中的元素是二階統(tǒng)計(jì)量，則它們是不隨時(shí)間變化的。利用式（8）、（9）和（10）得：（12）將式（4-96）代入上式得：（13）

將上式對(duì)

wk求最小，就可以得到

wk的最佳解。為確定最小的mSE(即MMSE)，可以利用上式的梯度(GradieNt)。只要

R

是非奇異的（其逆矩陣存在），則當(dāng)

wk的取值使梯度為0時(shí)，MSE最小。ξ的梯度定義為令，可得MME對(duì)應(yīng)的最佳權(quán)值為

（14）（4-100）

將上式代入式（4-96），并利用下列矩陣性質(zhì)：對(duì)于一個(gè)方陣,有(AB)T=BTAT；對(duì)于一個(gè)對(duì)稱矩陣,有AT=A和(A-1)T=A-1。則可得均衡后的最小均方誤差為均衡準(zhǔn)則與分類均衡準(zhǔn)則---“估計(jì)”問(wèn)題，系數(shù)收斂。最小峰值失真準(zhǔn)則，使干擾的峰值最小；最小均方誤差準(zhǔn)則，估值的誤差均方值最小。自適應(yīng)均衡器分類：根據(jù)輸出用于反饋的方法。線性均衡器：一般用于信道失真較小時(shí)。線性橫向均衡器格型均衡器非線性：信道失真嚴(yán)重時(shí)性能較好，應(yīng)用廣泛。判決反饋均衡器（DFE）最大似然序列估值器（MLSE）最大似然符號(hào)檢測(cè)器（MLSD）均衡器類型、結(jié)構(gòu)和算法時(shí)域均衡器的分類說(shuō)明在移動(dòng)通信中，由于多徑衰落的影響，當(dāng)所需傳送的消息符號(hào)速率較高時(shí)，比如數(shù)百個(gè)千比特以上時(shí)，一般ISI的符號(hào)長(zhǎng)度L=10時(shí)，MLSD的計(jì)算已太復(fù)雜，而無(wú)法使用，這時(shí)DFE具有次優(yōu)而計(jì)算效率高的特點(diǎn)，是最為適合的時(shí)域自適應(yīng)均衡方式。其基本思路為如果攜帶信息的符號(hào)已被檢測(cè)出來(lái)，那么該符號(hào)對(duì)將來(lái)符號(hào)所造成的影響也就可以被估計(jì)出來(lái)，而且可以從被接收的信號(hào)中消除掉。DFE也可以用于GSM移動(dòng)通信中，而且其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度要比MLSD方案簡(jiǎn)單，而性能下降也并不很明顯。時(shí)域均衡實(shí)現(xiàn)方法——橫向?yàn)V波器橫向?yàn)V波器是時(shí)域均衡的主要實(shí)現(xiàn)方式。它由多級(jí)抽頭延遲線、可變?cè)鲆婕訖?quán)系數(shù)乘法器以及相加器共同組成。濾波器階數(shù)取決于

信道的時(shí)延擴(kuò)展。橫向?yàn)V波器1橫向?yàn)V波器，調(diào)節(jié)加權(quán)系數(shù)，使其它時(shí)刻的信號(hào)在分析時(shí)刻為零。輸入信號(hào)x(t)經(jīng)過(guò)2N級(jí)延遲線，每級(jí)的群時(shí)延為，其中為傳送系統(tǒng)的奈奎斯特取樣頻率，即信號(hào)x(t)的最高頻率。每一級(jí)延遲線的輸出端都相應(yīng)引出信號(hào)，并分別經(jīng)過(guò)可變?cè)鲆婕訖?quán)系數(shù)相乘以后，送入求和電路進(jìn)行代數(shù)相加，形成總的輸出信號(hào)y(t)。其中濾波器抽頭共有2N+1個(gè)，加權(quán)系數(shù)可變、可調(diào)且能取正負(fù)值，并對(duì)中心抽頭系數(shù)歸一化。橫向?yàn)V波器2若橫向?yàn)V波器的沖擊響應(yīng)為g(t)，則：

這時(shí)，輸出響應(yīng)就成為：

或可見(jiàn)，橫向?yàn)V波器的接入將使系統(tǒng)的輸出波形y(t)成為2N+1個(gè)經(jīng)過(guò)不同時(shí)延的均衡器的輸入波形x(t)的加權(quán)和。對(duì)于一個(gè)實(shí)際響應(yīng)波形x(t)，只要適當(dāng)?shù)倪x擇抽頭增益系數(shù)就可以使輸出波形在各個(gè)奈氏取樣點(diǎn)(k=0處除外)趨于零。橫向?yàn)V波器3當(dāng)時(shí)，有

或簡(jiǎn)寫(xiě)成：式中表示以n為中心的前后k個(gè)符號(hào)。在取樣時(shí)刻時(shí)對(duì)第n個(gè)符號(hào)所造成的ISI。這樣，橫向?yàn)V波器的作用就是要調(diào)節(jié)抽頭增益系數(shù)(不含)使得以n為中心的前后符號(hào)在取樣時(shí)刻

的樣值趨于零。即消除它們對(duì)第n個(gè)符號(hào)的干擾。所以橫向?yàn)V波器可以控制并消除2N+1個(gè)符號(hào)內(nèi)符號(hào)間干擾。并將橫向?yàn)V波器達(dá)到這一狀態(tài)的特性稱之為“收斂”特性。顯然，橫向?yàn)V波器抽頭越多即N越大，控制范圍也就越大，均衡的效果也就越好。但是N越大、抽頭越多，調(diào)整也就越困難，工程上應(yīng)在性能與實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性上進(jìn)行合理的折中。均衡器的調(diào)節(jié)準(zhǔn)則1在上述均衡器取有限抽頭（）的情況下，均衡器輸出將達(dá)不到理想的無(wú)ISI狀況，它必然還存在剩余失真，且N越小失真越大。那么均衡器的抽頭增益應(yīng)該按照什么樣的原則來(lái)調(diào)節(jié)才是最佳的呢？又如何來(lái)實(shí)現(xiàn)呢？前一個(gè)問(wèn)題稱為調(diào)節(jié)準(zhǔn)則的選取，后一個(gè)問(wèn)題稱為調(diào)節(jié)算法的選定。這里首先討論前一個(gè)問(wèn)題即調(diào)節(jié)準(zhǔn)則的選取問(wèn)題。最常用的兩個(gè)準(zhǔn)則為峰值失真準(zhǔn)則和均方誤差MSE準(zhǔn)則。均衡器的調(diào)節(jié)準(zhǔn)則2峰值失真準(zhǔn)則：它可以簡(jiǎn)單的定義為在均衡器輸出端最壞情況下的符號(hào)間干擾ISI值，尋求這個(gè)性能指標(biāo)下的最小化為峰值失真準(zhǔn)則。均方誤差MSE準(zhǔn)則：該算法綜合考慮了均衡器輸出端既存在ISI也存在加性噪聲，并以最小均方誤差準(zhǔn)則來(lái)計(jì)算橫向?yàn)V波器的抽頭系數(shù)。判決反饋均衡器DFE判決反饋均衡器是由兩個(gè)濾波器組成：一個(gè)是前饋濾波器，另一個(gè)是反饋濾波器。前饋濾波器的作用與線性均衡器一樣，反饋濾波器則是將前面已檢測(cè)符號(hào)的判決輸出作為它的輸入，該反饋濾波器的作用是從過(guò)去已檢測(cè)的符號(hào)來(lái)估計(jì)當(dāng)前正檢測(cè)符號(hào)的碼間干擾，然后將它與前饋濾波器輸出相減，從而減少了當(dāng)前輸出符號(hào)的碼間干擾。DFE自適應(yīng)均衡器基本思想：被檢測(cè)出的信息碼元對(duì)未來(lái)碼元的干擾應(yīng)在未來(lái)碼元檢測(cè)之前估計(jì)出來(lái)并進(jìn)行抵消。前饋部分為橫向?yàn)V波器，通過(guò)選取其長(zhǎng)度和系數(shù)有效地抑制未來(lái)碼元對(duì)當(dāng)前碼元地干擾。反饋部分由檢測(cè)器的輸出驅(qū)動(dòng)，通過(guò)調(diào)整器系數(shù)來(lái)消除當(dāng)前符號(hào)中所有以前符號(hào)產(chǎn)生的ISI。前饋部分和反饋部分的階數(shù)應(yīng)能覆蓋信道的時(shí)延擴(kuò)展。橫向?yàn)V波器實(shí)現(xiàn)的DFE結(jié)構(gòu)1橫向?yàn)V波器實(shí)現(xiàn)的DFE結(jié)構(gòu)2上述橫向?yàn)V波器方式實(shí)現(xiàn)的判決反饋均衡器中前饋濾波器有N1+1個(gè)抽頭系數(shù)，而反饋濾波器則有N2個(gè)抽頭系數(shù)；判決反饋均衡器的數(shù)學(xué)表達(dá)式為式中是對(duì)第k個(gè)信息符號(hào)的估計(jì)，n=-N1……,0,

……N1

為橫向?yàn)V波器的抽頭系數(shù)加權(quán)值。上式中的第二項(xiàng)表示從過(guò)去已檢測(cè)符號(hào)來(lái)估計(jì)當(dāng)前正檢測(cè)符號(hào)的符號(hào)間干擾。格形濾波器基于RLS準(zhǔn)則的線性均衡和判決反饋均衡器既可以采用橫向?yàn)V波器也可以采用格形濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)。格形濾波器其中：為k階前向預(yù)測(cè)誤差，為k階后向預(yù)測(cè)誤差，為k階抽頭系數(shù)值。格形濾波器是遞推階次的，因此它所含的節(jié)數(shù)可以很容易的增加或減少而不影響余下各節(jié)的參數(shù)。然而根據(jù)RLS準(zhǔn)則橫向?yàn)V波器其系數(shù)則是互相關(guān)聯(lián)的，其抽頭數(shù)的增減將導(dǎo)致系數(shù)的變化。RLS格形濾波器算法其計(jì)算復(fù)雜度正比于格形濾波器的級(jí)數(shù)N，與直接形式的快速RLS均衡器算法不相上下。且該算法的固有的舍入誤差有明顯的數(shù)值上的魯棒特性。分?jǐn)?shù)間隔均衡器1在理想線性均衡器中，均衡器抽頭間隔應(yīng)為符號(hào)速率的倒數(shù)1/Ts。但是在移動(dòng)通信中，信道具有衰落、多徑特性，且為時(shí)變的、未知的。為了實(shí)現(xiàn)與時(shí)變、多徑、衰落信道匹配一般采用兩種方法：傳送一組已知的訓(xùn)練序列符號(hào)以估計(jì)信道特性(沖擊響應(yīng))，然后再利用這個(gè)估計(jì)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行匹配濾波。在GSM中就采用這類方式。另一種方式是采用分?jǐn)?shù)間隔均衡器，其實(shí)質(zhì)是匹配濾波器和線性均衡器的結(jié)合。分?jǐn)?shù)間隔均衡器2分?jǐn)?shù)間隔均衡器是基于對(duì)接收信號(hào)取樣率為奈氏取樣率。例如傳送信號(hào)頻譜是滾降系數(shù)為的升余弦，則信號(hào)帶寬為，在接收端必須以速率進(jìn)行取樣，然后送至間隔的均衡器。若，則分?jǐn)?shù)間隔為，它是最常用的分?jǐn)?shù)間隔。自適應(yīng)信道估值器原理：從發(fā)生ISI的接收信號(hào)中估計(jì)出正確的符號(hào)序列，是基于最大似然準(zhǔn)則的最佳接收機(jī)。也稱為最大似然序列估值器（MLSE）。用Viterbi算法實(shí)現(xiàn)的MLSE由信道估計(jì)器和Viterbi算法構(gòu)成。信道估計(jì)器的結(jié)構(gòu)與線性橫向均衡器相同，它給出信道引起的參數(shù)變化；Viterbi算法使實(shí)際接收序列與信道估計(jì)器輸出之間的均方差最小。自適應(yīng)均衡算法均衡器的自適應(yīng)算法可以根據(jù)不同的最佳準(zhǔn)則得到不同的算法：最常見(jiàn)的有最小均方算法LMS、遞推最小二乘算法RLS、快速RLS算法、格型RLS算法以及Viterbi算法等。迫零算法（ZF）最小均方誤差算法（LMS）遞歸最小二乘算法（RLS）快速遞歸最小二乘算法（F-RLS）平方根遞歸最小二乘算法（SR-RLS）梯度遞歸最小二乘算法（G-RLS）最大似然比算法（MLR）快速卡爾曼算法（FKA）比較這些算法，主要考慮其收斂速度、失調(diào)、計(jì)算復(fù)雜度和數(shù)值特性。均衡算法的選擇倚賴于數(shù)據(jù)傳輸速率和信道的相干時(shí)間。自適應(yīng)均衡器算法

LMS算法在均衡器中往往要求具有最小的均方誤差，即最小的MSE值。目前常采用一種引入隨機(jī)梯度的迭代算法來(lái)實(shí)現(xiàn)，并稱它為L(zhǎng)MS算法。遞歸最小平方RLS算法由于LMS算法僅能調(diào)節(jié)、控制一個(gè)參數(shù)所以收斂速度比較慢，如果采用遞歸最小平方RLS準(zhǔn)則就可以得到較快收斂速度的調(diào)整均衡器參數(shù)的算法。RLS算法的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則是指數(shù)加權(quán)平方誤差累積的最小化。LMS和RLS算法收斂速度的比較均衡在TDMA蜂窩系統(tǒng)的應(yīng)用GSM：標(biāo)準(zhǔn)中未建議結(jié)構(gòu)，要求均衡的時(shí)延為16us；常用1：判決反饋?zhàn)赃m應(yīng)均衡器，均衡算法為快速卡爾曼算法（FKA）；常用2：最大似然序列估計(jì)（MLSE）的自適應(yīng)均衡器，均衡算法為修正的Viterbi算法（不要求輸入的噪聲統(tǒng)計(jì)獨(dú)立）。IS-54：判決反饋均衡器，均衡算法為遞歸最小二乘法（RLC），使指數(shù)加權(quán)的平方誤差最小。內(nèi)容均衡技術(shù)均衡原理時(shí)域均衡線性均衡非線性均衡

多載波傳輸技術(shù)OFDMMC-CDMAMC-DS-CDMAMT-CDMA為什么采用多載波正交調(diào)制技術(shù)？多載波傳輸?shù)母拍畛霈F(xiàn)于1960‘s。概念：高速串行數(shù)據(jù)流經(jīng)串并轉(zhuǎn)換后，分割成若干低速數(shù)據(jù)流，每路數(shù)據(jù)采用獨(dú)立載波調(diào)制并疊加發(fā)送。對(duì)抗多徑信道的方法：時(shí)域：并行傳輸，降低數(shù)據(jù)率，增大信息碼元周期，使大大地大于多徑時(shí)延擴(kuò)展；頻域：每個(gè)子載波頻帶足夠窄，可看成平坦衰落。相比之下，CDMA采用RAKE技術(shù)分離多徑，并進(jìn)行合并。帶寬固定，高速率?低擴(kuò)頻增益，噪聲平均能力下降，容量降低；擴(kuò)頻增益固定，高速率?帶寬增大，信號(hào)處理器件要求高；CDMA的閉環(huán)功率控制適用于電路交換業(yè)務(wù)，對(duì)分組業(yè)務(wù)存在缺陷。正交頻分調(diào)制（OFM）幾種等效的說(shuō)法：正交頻分復(fù)用技術(shù)（OFDM）離散多音頻調(diào)制（DMT）多載波調(diào)制（MCM）正交頻分調(diào)制（OFM）幾種說(shuō)法一般情況下等同，只是OFDM中各子載波相互正交，而在MCM中這一條并不總是成立。多載波傳輸系統(tǒng)原理框圖子載波的三種設(shè)置方案?jìng)鹘y(tǒng)頻分復(fù)用，頻帶劃分為N個(gè)互不重疊的子信道。偏置QAM（SQAM）技術(shù)，在3dB處載波重疊。正交頻分復(fù)用，各子載波有1/2重疊，但正交。OFDM傳輸原理及頻譜OFDM實(shí)現(xiàn)方法OFDM系統(tǒng)OFDM的優(yōu)點(diǎn)抗多徑傳播和頻率選擇性衰落能力強(qiáng)；動(dòng)態(tài)比特分配技術(shù)使系統(tǒng)達(dá)到最大傳輸速率；對(duì)脈沖干擾的抵抗能力比單載波系統(tǒng)強(qiáng)；可以利用IDFT/DFT代替多載波調(diào)制解調(diào)，且各子載波正交重疊，頻譜效率比串行系統(tǒng)提高一倍。OFDM是一種特殊的多載波傳輸方案，既可看成一種調(diào)制技術(shù)，也可看成一種復(fù)用技術(shù)。OFDM優(yōu)點(diǎn)---抗多徑時(shí)延能力解調(diào)后采用簡(jiǎn)單的頻域均衡，而非復(fù)雜的時(shí)域均衡。OFDM優(yōu)點(diǎn)---自適應(yīng)比特與功率分配OFDM優(yōu)點(diǎn)---抗突發(fā)噪聲FFT運(yùn)算具有分散噪聲功率的作用OFDM的缺點(diǎn)對(duì)符號(hào)定時(shí)和載波頻率偏差比單載波系統(tǒng)敏感，無(wú)線信道的多徑時(shí)延擴(kuò)展和多普勒頻移會(huì)損壞OFDM子載波之間的正交性，造成子頻道之間的相互干擾（ICI）；多載波信號(hào)是多個(gè)單載波信號(hào)的疊加，因此其峰值功率與平均功率的比值（PAPR）大于單載波系統(tǒng)，對(duì)前置放大器的線性要求較高，否則頻譜失真將破壞子載波之間的正交性。OFDM的缺點(diǎn)---非線性失真OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)—同步時(shí)域同步：找出符號(hào)邊界位置和最佳的時(shí)間間隔，使ISI和ICI最小。頻域同步：測(cè)量和糾正載波頻率偏差，減小ICI。尤其對(duì)上行鏈路，來(lái)自各移動(dòng)終端的信號(hào)必須同步達(dá)到基站才能保持子載波之間的正交性。同樣包括捕獲和跟蹤兩個(gè)階段。時(shí)域和頻域同步可分別進(jìn)行，也可同時(shí)進(jìn)行。三方面內(nèi)容：幀檢測(cè)、載頻偏差估計(jì)及糾正、采樣偏差校正。采用循環(huán)前綴：形成保護(hù)間隔，適用于跟蹤或盲同步；采用特殊的訓(xùn)練符號(hào)和匹配濾波器：適用于高速分組傳輸。OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)—降低PAPR信號(hào)失真技術(shù)：采用修剪、峰值窗口去除或峰值刪除等技術(shù)，簡(jiǎn)單地去除峰值振幅值；編碼技術(shù)：采用專門的糾錯(cuò)碼，去除產(chǎn)生大PAPR的OFDM符號(hào)；信號(hào)擾碼技術(shù)：采用部分地發(fā)送序列（PTS）或選擇映射（SLM）等相位重置技術(shù)，使生成的OFDM符號(hào)的互相關(guān)性近似為0，從而減小OFDM的PAPR；信號(hào)空間擴(kuò)展技術(shù)。