振幅調(diào)制、解調(diào)電路

4.4

振幅調(diào)制與解調(diào)電路4.4.1

振幅調(diào)制電路地位：無(wú)線電發(fā)射機(jī)的重要組成部分。

分類（按功率高低）：高電平調(diào)制電路，低電平調(diào)制電路兩大類。

功能：

(1)高電平調(diào)制電路：置于發(fā)射機(jī)的末端，要求產(chǎn)生功率足夠大的已調(diào)信號(hào)。

(2)低電平調(diào)制電路：置于發(fā)射機(jī)的前端，產(chǎn)生小功率的已調(diào)信號(hào)，而后通過(guò)多級(jí)線性功率放大器放大到所需的發(fā)射功率。

一、高電平調(diào)幅電路

1.優(yōu)點(diǎn)：可不必采用效率較低的線性功率放大器，使發(fā)射機(jī)整機(jī)效率高。

2.要求：(1)要達(dá)到所需調(diào)制線性。(2)高效率地輸出足夠大的已調(diào)信號(hào)功率。

3.電路：多采用高效率的丙類諧振功放，包括：

(1)集電極調(diào)幅電路：根據(jù)諧振功率放大器的集電極調(diào)制特性，調(diào)制信號(hào)加到集電極上；

(2)基極調(diào)幅電路：根據(jù)諧振功率放大器的基極調(diào)制特性，調(diào)制信號(hào)加到基極上；

(3)復(fù)合調(diào)幅電路：將調(diào)制信號(hào)同時(shí)加到集電極和基極上，以提高調(diào)制線性。

二、低電平調(diào)制電路——單邊帶發(fā)射機(jī)1.用途：主要用來(lái)實(shí)現(xiàn)雙邊帶和單邊帶調(diào)制

2.要求：調(diào)制線性好，載波抑制能力強(qiáng)，功率和效率的要求是次要的。

載波抑制能力的強(qiáng)弱可用載漏（輸出泄漏的載波分量低于邊帶分量的分貝數(shù)）表示，分貝數(shù)越大，載漏就越小。

3.種類：前面介紹的各種乘法器均可構(gòu)成性能優(yōu)良的平衡調(diào)制器，例1596、AD630平衡調(diào)制器等。

實(shí)用的低電平調(diào)制電路這里不再作討論。下面僅討論——

4.采用濾波法的單邊帶發(fā)射機(jī)(1)原理采用濾波法的技術(shù)難度與載波頻率的高低密切相關(guān)。

例如，假設(shè)調(diào)制信號(hào)的最低頻率為100Hz，①載波頻率為2000kHz，則雙邊帶調(diào)制信號(hào)的兩個(gè)邊頻分別為2000.1kHz和1999.1kHz，兩邊頻的間隔為0.2

kHz。當(dāng)取上邊頻，兩邊頻的相對(duì)間隔為(0.2/2000.1)×100%=0.01%；

②

載頻減小為

50kHz，上、下邊頻間隔仍為0.2kHz，則兩邊頻的相對(duì)間隔為(0.2/50.1)×100%=0.4%。

相對(duì)間隔越大，濾波器就越容易實(shí)現(xiàn)。故單邊帶發(fā)射機(jī)在低載波頻率上產(chǎn)生單邊帶信號(hào)，而后用混頻器將載波頻率提升到所需的載波頻率上。

(2)組成平衡調(diào)制器第一混頻器第二混頻器本振頻率(kHz)相對(duì)頻率間隔邊帶最小頻率間隔(kHz)100(載波)2000260000.2200.24200.20.2%9.4%14.9%兩混頻器的輸出濾波器很容易取出所需分量，濾除無(wú)用分量。在某些單邊帶發(fā)射機(jī)中，為了使接收機(jī)便于產(chǎn)生同步信號(hào)，還發(fā)射低功率的載波信號(hào)，稱為導(dǎo)頻信號(hào)，這個(gè)信號(hào)直接由100kHz的振蕩信號(hào)通過(guò)載波抑制器衰減(10～30)dB后疊加在單邊帶調(diào)制信號(hào)上。對(duì)于普通調(diào)幅信號(hào)，其載波分量未被抑制掉，可以直接利用非線性器件實(shí)現(xiàn)相乘作用，得到所需的解調(diào)電壓，而不必另加同步信號(hào)，通常將這種振幅檢波器稱為包絡(luò)檢波器。

4.4.2

二極管包絡(luò)檢波電路

二極管包絡(luò)檢波器(EnvelopeDetector)——目前應(yīng)用最廣的檢波電路(在集成電路中，主要采用三極管射極包絡(luò)檢波電路)。

一、工作原理1.電路類似二極管整流電路，由二極管D和低通濾波器

RLC相串接而構(gòu)成。2.原理輸入調(diào)幅信號(hào)電壓vS(t)=Vmc(1+Macost)cosct，若其值足夠大，可設(shè)二極管伏安特性用在原點(diǎn)轉(zhuǎn)折的兩段折線逼近），且，則

二極管導(dǎo)通時(shí)，vS向

C充電(充電時(shí)間常數(shù)為

RDC)；

截止時(shí)

C向

RL放電(放電常數(shù)為

RLC)；充放電達(dá)到動(dòng)態(tài)平衡后，輸出電壓便將穩(wěn)定在平均值

vAV上下按角頻率

c

作鋸齒狀波動(dòng)，如圖(a)所示。

相應(yīng)地流過(guò)二極管的電流

i

為高度按輸入調(diào)幅信號(hào)包絡(luò)變化的窄脈沖序列，如圖(b)所示。

vAV=(iAVRL)由直流電壓

VAV疊加音頻電壓

v=Vmcost組成，即vAV=VAV+Vmcost

且其值與輸入調(diào)幅信號(hào)包絡(luò)

Vm0(1+Macost)成正比：

VAV=dVm0，Vm=dMaVm0

d

：檢波電壓傳輸系數(shù)(檢波系數(shù))，恒小于1。3.討論原理上，D起著受載波電壓控制的開(kāi)關(guān)作用實(shí)際上，受

RLC電壓反作用，D僅在載波一個(gè)周期中接近正峰值的一段時(shí)間(vS＞vC)內(nèi)導(dǎo)通(開(kāi)關(guān)閉合)，而在大部分時(shí)間內(nèi)截止(開(kāi)關(guān)斷開(kāi))。導(dǎo)通與截止時(shí)間與RLC大小有關(guān)。

(1)D的作用例：

RLC↑→C向RL的放電速度↓→C的泄放電荷量↓→D導(dǎo)通時(shí)間↓→鋸齒波動(dòng)↓→vAV

增大。

為提高檢波性能，RLC

的取值應(yīng)足夠大，滿足和

RL>>RD的條件。這時(shí)，根據(jù)上述討論可以認(rèn)為，vAV近似等于輸入高頻電壓振幅，即檢波電壓傳輸系數(shù)

d趨于1，而疊加在

vAV上的殘余高頻(輸出紋波)電壓趨于0。二、輸入電阻1．等效電路檢波器前有中頻放大器，等效電路如圖。折算到檢波器輸入端的等效電流源和輸出諧振回路(調(diào)諧在

c)。iS和

L1C1R1—中頻放大器2．負(fù)載效應(yīng)檢波器作為中頻放大器的輸出負(fù)載，可以用檢波輸入電阻

Ri來(lái)表示這種負(fù)載效應(yīng)。(1)Ri定義：輸入高頻電壓振幅對(duì)二極管電流

i中基波分量振幅的比值。(2)Ri的求法：可近似從能量守恒原理求得。設(shè)輸入高頻等幅電壓

vS(t)=Vmcosct，相應(yīng)的輸出為直流電壓

VAV，則檢波器從輸入信號(hào)源獲得的高頻功率為

Pi=/2Ri，經(jīng)過(guò)二極管的變換作用，一部分轉(zhuǎn)換為有用的輸出平均功率，其余部分全部消耗在二極管正向?qū)娮?/p>

RD上。由于

D

的導(dǎo)通時(shí)間很短，i在

RD上消耗的功率可以忽略，因而可近似認(rèn)為

PL

Pi，而

VAV

Vm，由此可得

結(jié)論：上式表明，二極管包絡(luò)檢波器的輸入電阻Ri

與輸出負(fù)載電阻

RL直接相關(guān)。

(3)Ri的作用：使中頻諧振回路的諧振電阻由

R1減小到(R1//Ri)，因此，

iS

在諧振回路產(chǎn)生的高頻電壓振幅由未接檢波時(shí)的下降到接檢波后的

Vm。顯然

Ri越小，Vm也就越小于。(4)負(fù)載效應(yīng)的抑制：減小負(fù)載效應(yīng)，須增大

Ri，即增大

RL。但增大RL，受檢波器非線性失真(下面介紹)的限制。有效方法是采用三極管射極包絡(luò)檢波電路。

原理：利用發(fā)射結(jié)產(chǎn)生與二極管包絡(luò)檢波器相似的工作過(guò)程，不同的僅是輸入電阻比二極管檢波器增大了(1+)倍。該檢波電路在集成電路中應(yīng)用廣泛。三、并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波電路1．電路

C—負(fù)載電容，兼作中頻放大器和檢波器之間的隔直電容，

RL—負(fù)載電阻，與二極管并接，故稱之為并聯(lián)型電路。

2．原理（與串聯(lián)型相同）當(dāng)

D導(dǎo)通時(shí)，vS通過(guò)

D向

C

充電，充電常數(shù)為

RDC；當(dāng)

D

截止時(shí)，C

通過(guò)

RL

放電，放電常數(shù)為

RLC。動(dòng)態(tài)平衡后：

(1)C

上產(chǎn)生與串聯(lián)型電路相類似的鋸齒狀波動(dòng)電壓

vC，該電壓的平均值為

vAV。

(1)C

上產(chǎn)生與串聯(lián)型電路相類似的鋸齒狀波動(dòng)電壓

vC，該電壓的平均值為

vAV。

(2)

輸出電壓

vO中還包括(直接通過(guò)

C在輸出端產(chǎn)生的)高頻電壓，故檢波后需加低通濾波器，濾除高頻成份。

Ri值：根據(jù)能量守恒原理，實(shí)際加到檢波器中的高頻功率，一部分直接消耗在

RL上，一部分轉(zhuǎn)換為有用的輸出平均功率，即

當(dāng)

VAVVm

時(shí)，輸入電阻比串聯(lián)型電路小。四、大信號(hào)檢波和小信號(hào)檢波(1)

大信號(hào)檢波

①

條件：以上討論，二極管伏安特性用原點(diǎn)轉(zhuǎn)折的兩段折線逼近。即輸入電壓足夠大，二極管工作在導(dǎo)通區(qū)和截止區(qū)時(shí)。故二極管包絡(luò)檢波的這種工作狀態(tài)稱為大信號(hào)檢波。

②

實(shí)際電路：均外加正向偏置電壓(或電流)，克服

VD(on)

的影響。在這種情況下，工程上，可認(rèn)為輸入高頻電壓振幅大于500mV以上就能保證二極管檢波器工作在大信號(hào)檢波狀態(tài)。(2)小信號(hào)檢波

①

條件：vS

振幅

Vm

足夠小(幾～十幾mV)，此時(shí)，二極管應(yīng)設(shè)有很小的偏置電流。②

分析：二極管伏安特性采用冪級(jí)數(shù)逼近，即i=a0+a1vD+a2+….

這時(shí)，二極管在整個(gè)高頻周期內(nèi)導(dǎo)通，檢波器從信號(hào)源獲得到高頻功率大部分消耗在

RD上，加到二極管上的電壓

vD

vS(t)=Vmcosct，將它帶入

i的展開(kāi)式：其中，所需的平均分量

IAV由二次方項(xiàng)產(chǎn)生，其值為a2Vm2/2，相應(yīng)的輸出平均電壓

VAV也與

Vm

的平方成正比，故稱之為平方律檢波。

③

討論——缺點(diǎn)平方律檢波，輸出平均電壓

VAV與

Vm

的平方成正比，故不能正確反映輸入調(diào)幅波的包絡(luò)變化而產(chǎn)生非線性失真。

檢波器獲得到高頻功率大部分消耗在

RD上，因而可近似認(rèn)為即

Ri

RD，其值小于大信號(hào)檢波時(shí)的數(shù)值。由于小信號(hào)檢波存在上述缺點(diǎn)，在接收機(jī)中，總是先將輸入信號(hào)放大到足夠的強(qiáng)度后再進(jìn)行檢波，以保證工作在大信號(hào)檢波狀態(tài)。

在有效值電壓表等測(cè)量?jī)x器中，利用小信號(hào)檢波的平方律特性，可以方便地測(cè)出被測(cè)信號(hào)的有效值電壓。在這類儀器中，小信號(hào)檢波獲得廣泛應(yīng)用。

五、二極管包絡(luò)檢波電路中的失真

為保證檢波器不失真，檢波器輸入調(diào)幅電壓

vS須足夠大，使檢波器始終工作在大信號(hào)檢波狀態(tài)。設(shè)

vS(t)=Vm0(1+Macost)cosct則包絡(luò)的最小值

Vm0(1－Ma)

應(yīng)大于大信號(hào)檢波時(shí)所需的電壓值。當(dāng)二極管的導(dǎo)通電壓

VD(on)

由外加偏置電壓予以克服時(shí)，該電壓應(yīng)在

500mV

以上。因而這種情況下，保證大信號(hào)檢波的條件為Vm0(1-Ma)500mV其次，當(dāng)輸入為復(fù)雜信號(hào)調(diào)制的調(diào)幅波時(shí)，若設(shè)最高調(diào)制頻率為

Fmax，為了不產(chǎn)生失真，RLC

的低通濾波器帶寬應(yīng)大于

Fmax。除此之外，當(dāng)解調(diào)調(diào)幅波時(shí)，如果電路參數(shù)選擇不當(dāng)，二極管包絡(luò)檢波器還會(huì)產(chǎn)生惰性失真和負(fù)峰切割失真。

1．惰性失真(1)產(chǎn)生原因增大

RL和

C

值，可提高檢波電壓傳輸系數(shù)和高頻濾波能力。但過(guò)大，二極管截止期間

C通過(guò)

RL的放電速度過(guò)慢，跟不上輸入調(diào)幅波包絡(luò)的下降速度，輸出電平就會(huì)產(chǎn)生惰性失真。如圖所示。內(nèi)，C通過(guò)

RL的放電速度大于等于包絡(luò)的下降速度，即(4-4-6)當(dāng)

Vm=Vm0(1+Macost)

時(shí)，包絡(luò)在

t=t1

時(shí)刻的下降速度為

=-

MaVm0cost1(2)

避免產(chǎn)生惰性失真的條件為了避免產(chǎn)生惰性失真，必須在任何一個(gè)高頻周期而

C

自

t1時(shí)刻開(kāi)始的放電規(guī)律為式中，VO1表示檢波器在

t1

時(shí)刻的輸出電壓。當(dāng)

d1

時(shí)，VO1Vm0(1+Macost1)

，因此，C

通過(guò)

RL

的放電速度為于是，(4-4-6)式可表示為(4-4-7)

實(shí)際上，不同的

t1值，

vO和

Vm

的下降速度不同。因此避免產(chǎn)生惰性失真的充要條件是

A

出現(xiàn)最大值時(shí)刻仍能保證其值小于或等于1。為此取

A

對(duì)

t1的導(dǎo)數(shù)，并令它等于零，求得

A呈最大值的時(shí)刻所應(yīng)滿足的條件為cost1=-Ma代入(4-4-7)，即可求得單音調(diào)制時(shí)不產(chǎn)生惰性失真的充要條件為

(3)分析上式表明，Ma和

越大，包絡(luò)的下降速度越快，不產(chǎn)生惰性失真所要求的

RLC

值必須越小。在多音調(diào)制時(shí)，作為工程估算，和

Ma

應(yīng)取其中的最大值。一般按maxRLC≤1.5計(jì)算

。2．負(fù)峰切割失真(1)檢波器的交直流負(fù)載檢波器和下級(jí)放大器連接

——

阻容耦合電路

目的：避免

vAV中的直流分量

VAV影響下級(jí)放大器的靜態(tài)工作點(diǎn)。

圖中：CC

—

隔直電容，要求它對(duì)

呈交流短路；

Ri2—下級(jí)電路的輸入電阻。如果

RLC低通濾波器滿足

RL<<1/(C)，由圖知：

檢波器的交流負(fù)載：ZL(j)RL//Ri2直流負(fù)載：ZL(0)=RL說(shuō)明在這種檢波電路中，ZL(j)ZL(0)，且

ZL(j)

ZL(0)(2)負(fù)峰切割失真的概念當(dāng)輸入調(diào)幅波電壓的

Ma較大時(shí)，由于交、直流負(fù)載不等，輸出音頻電壓在其負(fù)峰值附近將被削平，出現(xiàn)所謂的負(fù)峰切割失真，如圖所示。

(3)負(fù)峰切割失真的原因①

正常情況——無(wú)負(fù)峰切割失真當(dāng)

vS(t)=Vm0(1+Macost)cosct

時(shí)，輸出平均電壓應(yīng)為

vAV=VAV+Vmcost

。相應(yīng)輸出平均電流為

iAV=IAV+Imcost