移動通信3抗衰落技術(shù)II課件

移動通信智能信息處理實(shí)驗(yàn)室逸夫科學(xué)館11487114702補(bǔ)充參考書《移動通信基礎(chǔ)》電子工業(yè)出版社楊家瑋盛敏等《移動通信原理與應(yīng)用》北京郵電大學(xué)出版社啜鋼王文博等圖書館有以上兩本書！幾種合并方式性能比較

各種合并方式的信噪比改善因子123456789100246810MDsDeqDmrD（dB)選擇合并等增益合并最大比值合并抗衰落技術(shù)

分集接收技術(shù)

信道編碼技術(shù)

均衡技術(shù)

擴(kuò)頻技術(shù)

信道編碼簡介

分組碼

卷積碼

Turbo碼信道編碼簡介傳統(tǒng)的信道編碼通常分成兩大類即分組碼和卷積碼上世紀(jì)90年代出現(xiàn)Turbo碼把調(diào)制和編碼看作是一個整體來考慮的網(wǎng)格編碼調(diào)制TCM（Trelliscodedmodulation）分組碼的基本描述 二進(jìn)制分組碼編碼器的輸入是一個長度為k的信息矢量a=(a1,a2,…,ak)，它通過一個線性變換，輸出一個長度等于n的碼字C式中G為k×n的矩陣，稱作生成矩陣；Rc=k/n稱作編碼效率；長度等于k的輸入矢量有2k個，因此編碼得到的碼字也是2k個。這個碼字的集合稱作線性分組碼，即(n,k)分組碼。對一個分組碼的生成矩陣G，也存在一個(n-k)×n矩陣H滿足

H稱作校驗(yàn)矩陣，它也滿足

任意兩個碼字之間漢明距離的最小值稱作碼的最小距離，表示為dmin。dmin是衡量碼的抗干擾能力（檢、糾錯能力）的重要參數(shù)，dmin越大，碼的抗干擾能力就越強(qiáng)。理論分析表明：①

（n,k）線性分組碼能糾正t個錯誤的充分必要條件是或分組碼的基本描述

②

（n,k）線性分組碼能發(fā)現(xiàn)接收碼字中l(wèi)個錯誤的充分必要條件是

③

（n,k）線性分組碼能糾正t個錯誤并能發(fā)現(xiàn)l（l>t）個錯誤的充分必要條件是

譯碼器根據(jù)編碼規(guī)則和信道特性，對所接收到的碼字進(jìn)行判決，這一過程就是譯碼。設(shè)發(fā)送的碼字為C，接收到的碼字R=C+e,其中e為錯誤圖樣，它指示碼字中錯誤碼元的位置。當(dāng)沒有錯誤時(shí)，e為全零矢量。定義接收碼字R

的伴隨式（或校驗(yàn)子）為分組碼的基本描述分組碼的例子1.漢明碼 漢明碼是最早（1950s）出現(xiàn)的糾一個錯誤的線性碼。其主要參數(shù)如下： 碼長：n=2m-1; 信息位數(shù)：k=2m-m-1;

監(jiān)督位數(shù)：n-k=m

最小距離：dmin=3;2.循環(huán)碼（n,k）線性分組碼的每個碼字經(jīng)過任意循環(huán)移位后仍然是一個分組碼的碼字

循環(huán)碼的編碼步驟為：①

計(jì)算xn-km(x)；②

計(jì)算xn-km(x)/g(x),得余式r(x)；③

得到碼字多項(xiàng)式

C(x)=xn-km(x)+r(x)；循環(huán)碼特別適合誤碼檢測，用于誤碼檢測的循環(huán)碼稱作循環(huán)冗余校驗(yàn)碼CRC (CyclicRedundancyCheck)分組碼的例子分組碼在移動通信中的應(yīng)用

1.在CDMA蜂窩移動通信的系統(tǒng)中，前向鏈路和反向鏈路在信道中消息是以幀的形式來傳送的。例如，下圖是全速率（9.6kb/s）前向業(yè)務(wù)信道的幀結(jié)構(gòu)。

這是一個（n,k）=(172+12,172)=(184,172)分組碼。其生成多項(xiàng)式為：172128192bit/20ms信息比特FTF=循環(huán)冗余校驗(yàn)質(zhì)量指示器T=編碼器拖尾比特CDMA/IS-95全速率前向信道的幀結(jié)構(gòu)卷積碼卷積碼編碼器

狀態(tài)圖

(StateDiagram)網(wǎng)格圖（TrellisDiagam）維特比（A.J.Viterbit）譯碼的基本原理卷積碼的自由距離卷積碼在蜂窩移動通信系統(tǒng)的應(yīng)用卷積碼編碼器

卷積碼編碼器對輸入的數(shù)據(jù)流每次1比特或k比特進(jìn)行編碼，輸出分支碼字的每個碼元不僅和此時(shí)刻輸入的k個信息有關(guān)，也和前m個連續(xù)時(shí)刻輸入的信息元有關(guān)。通常卷積碼表示為（n，k，m）。編碼率r=k/n。下圖是一個簡單的卷積碼編碼器的例子，其中n=2,m=3,所以是(2,1,3)編碼。

二進(jìn)制(2,1,3)卷積碼編碼器ab(1)b(2)b寄存器寄存器寄存器編碼器只有一個輸入序列a，它經(jīng)過兩條不同的路徑到達(dá)輸出端，對應(yīng)兩個長度K=4的響應(yīng)序列,即對任意的輸入序列a,對應(yīng)兩個輸出的序列分別是a與g(1)、g(2)的離散卷積：

卷積碼編碼器

狀態(tài)圖(StateDiagram)

編碼過程可以用狀態(tài)圖來表示，它描述了編碼器每輸入一個信息元時(shí)，編碼器各可能狀態(tài)以及伴隨狀態(tài)的轉(zhuǎn)移所產(chǎn)生的分支碼字。

二進(jìn)制(2,1,2)卷積碼編碼器寄存器寄存器b(1)b(2)ajaj-1aj-2分支碼字上圖是一個（2,1,2）卷積碼編碼器。它的狀態(tài)圖為

圖中小圓內(nèi)的數(shù)字表示狀態(tài)，連接小圓的箭頭表示狀態(tài)轉(zhuǎn)移的方向，用連線的格式表示狀態(tài)轉(zhuǎn)移的條件（輸入的信息比特）：若輸入信息比特為1，連線為虛線；若為0則實(shí)線。連線旁的兩位數(shù)字表示相應(yīng)輸出分支碼字。狀態(tài)圖(StateDiagram)(2,1,2)卷積碼的狀態(tài)圖000110111001111101000010網(wǎng)格圖（TrellisDiagam）網(wǎng)格圖實(shí)際就是在時(shí)間軸上展開編碼器在各時(shí)刻的狀態(tài)圖。下圖給出了一個典型的用網(wǎng)格圖描述編碼的過程。

網(wǎng)格圖中的首尾相連的連線構(gòu)成了一條路徑，對應(yīng)著某個輸入序列的編碼輸出序列。

編碼器的網(wǎng)格圖圖例：輸入0狀態(tài)輸入1S0=00S1=10S2=01S3=110011001010010111001100101001011100110010100101110011001010010111001100101101t0t1t2t3t4t5t6時(shí)間發(fā)送的編碼序列為

設(shè)接收序列為其中有下畫線的表示誤碼。下圖(a)-(g)描述了利用網(wǎng)格圖對發(fā)送序列的搜索過程。在搜索過程中若進(jìn)入同一節(jié)點(diǎn)兩支路的累加漢明距相等，可以隨意刪除一個，這不影響其后支路漢明距的累加。維特比譯碼的基本原理維特比譯碼的基本原理圖(b)圖(a)圖(c)維特比譯碼的基本原理圖(e)維特比譯碼的基本原理圖(g)維特比譯碼的基本原理比較輸入輸出序列結(jié)果，譯碼是正確的。圖(f)維特比譯碼的基本原理卷積碼的自由距離根據(jù)分組碼理論，碼字最多可以糾正個錯誤的個數(shù)t由最小距離dmin確定

在卷積碼中，

dmin用被稱為自由最小距離df取代。當(dāng)且僅當(dāng)df≥2t時(shí)，卷積碼才能糾正t個誤碼。對給定n,k,m,編碼器可以有不同的結(jié)構(gòu)（連接方式），但卷積碼應(yīng)被設(shè)計(jì)成具有最大的自由距離的“好”的卷積碼。下表列出一部分常用碼。約束長度K生成多項(xiàng)式（8進(jìn)制表示）df3116715455741517233553755678910133171247371561753567810101212編碼效率r＝1/2的編碼表編碼效率r＝1/3的編碼表約束長度K生成多項(xiàng)式（8進(jìn)制表示）df311171365574151725374753567891013314522533155766381012131516182071333751753677111633卷積碼的自由距離卷積碼在移動通信中的應(yīng)用在GSM系統(tǒng)中卷積碼得到廣泛的應(yīng)用在全速率業(yè)務(wù)信道和控制信道就采用了（2,1,4）卷積編碼。其連接矢量為G1=(10011)→(23),G2=(11011)→(33）。半速率數(shù)據(jù)信道則采用了r=1/3,K=5的(3,1,4)卷積編碼，其連接矢量為G1=(11011)→(33);G2=(10101)→(25);G3=(11111)→(37)。卷積碼在移動通信中的應(yīng)用卷積碼在CDMA/IS-95系統(tǒng)也得到廣泛應(yīng)用在前向(下行)和反向(上行)信道，系統(tǒng)都使用了約束長度K=9的編碼器。其中前向信道編碼率r=1/2，連接矢量為,G1=(111101011)→(753)；G2=(101110001)→(561)，自由距離為df=12。反向信道編碼率為r=1/3，編碼器的連接矢量為G1=(101101111)→(557);G2=(110110011)→(663);G3=(111001001)→(711)。自由距離df=18。由于反向信道編碼自由距離大于正向信道的自由距離，因此反向信道有更強(qiáng)的抗噪聲干擾能力。

Turbo碼

輸入的數(shù)據(jù)比特流直接輸入到編碼器1，同時(shí)也把這數(shù)據(jù)流經(jīng)過交織器重新排列次序后輸入到編碼2。由這兩組編碼器產(chǎn)生的奇偶校驗(yàn)比特，連同輸入的信息比特組成Turbo碼編碼器的輸出；其編碼率為1/3。

Turbo碼編碼器原理框圖編碼器1編碼器2交織器xy1y2b輸入信息比特一般采用遞歸卷積碼編碼器RSC，結(jié)構(gòu)如下圖。傳輸函數(shù)可以表示為Turbo碼編碼器

8狀態(tài)RSC編碼器ybT觸發(fā)器TTx校驗(yàn)比特系統(tǒng)比特表示了信息序列和校驗(yàn)序列的約束關(guān)系：

在時(shí)域信息比特和校驗(yàn)比特的關(guān)系就是

由于RSC比一般的非遞歸卷積碼有更大的自由距離，因此有更大的抗干擾能力，誤比特率更低。Turbo碼編碼器交織器此交織器是一個偽隨機(jī)交織器。在要發(fā)射的信息中加入了隨機(jī)特性，作用類似于香農(nóng)的隨機(jī)碼。它使得兩個編碼器的輸入互不相關(guān)，編碼近于獨(dú)立。由于譯碼需要交織后信息比特位置信息，所以交織是偽隨機(jī)的。Turbo碼譯碼器

圖中，b為帶噪聲的系統(tǒng)比特，Z1、Z2是兩個帶噪聲的奇偶校驗(yàn)比特。

Turbo碼譯采用后驗(yàn)概率譯碼APP。兩個譯碼器均采用BCJR算法。根據(jù)BCJR算法，第一個譯碼器對系統(tǒng)比特xj產(chǎn)生軟估計(jì)，用對數(shù)似然比表示

b譯碼器（1）譯碼器（2）交織器解交織器解交織器z1z2譯碼輸出bTurbo碼的譯編碼器設(shè)K個信息比特是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的，則譯碼器1輸出的總的對數(shù)似然比就為因此，生成的系統(tǒng)比特對應(yīng)的外部信息是

同理，譯碼器2生成的外部信息為當(dāng)兩個譯碼器的結(jié)果收斂到一定程度后判決輸出式中的符號函數(shù)判決是對每個比特xi進(jìn)行的。

Turbo碼譯碼器

均衡技術(shù)

基本原理

非線性均衡器

自適應(yīng)均衡器

基本原理碼間干擾和橫向?yàn)V波器評價(jià)均衡器的性能的準(zhǔn)則

均衡器系數(shù)的計(jì)算

碼間干擾在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，一個無碼間干擾的理想傳輸系統(tǒng)，在沒有噪聲干擾的情況下其沖激響應(yīng)h(t)應(yīng)當(dāng)具有如下左圖的波形。

由于實(shí)際信道傳輸特性并非理想，響應(yīng)的波形失真是不可避免的，如右圖的hd(t)，信號的抽樣沖激在多個抽樣時(shí)刻不為零。這就造成了碼間干擾。因此采用信道均衡技術(shù)克服這種影響。 無碼間干擾的樣值序列0Tsth(t)h(n)

有碼間干擾的樣值序列Ts0thd(t)hd(n)拖尾干擾前導(dǎo)干擾橫向?yàn)V波器在信道特性給定的情況下，對均衡器傳輸函數(shù)的要求是

其中H(z)是信道的傳輸函數(shù)。最基本的均衡器結(jié)構(gòu)就是橫向?yàn)V波器。它的結(jié)構(gòu)如下圖所示。

對給的的輸入X(z)，適當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)均衡器的系數(shù)，就可以對輸入序列均衡。

橫向?yàn)V波器結(jié)構(gòu)c-NX(z)z-1c-1c0c1cNz-1z-1z-1Y(z)…………評價(jià)均衡器的性能的準(zhǔn)則設(shè)均衡前后的抽樣值序列分別為{xn}和{yn}。1.峰值畸變準(zhǔn)則2．均方畸變準(zhǔn)則或?qū)χ窋?shù)為有限值2N+1的橫向均衡器，式中yn

為

調(diào)整均衡器系數(shù)ck使D，L有最小值，同時(shí)使y0＝1。均衡器系數(shù)的計(jì)算1．使D最小的均衡器系數(shù)ck的求解若在均衡前系統(tǒng)峰值畸變（稱初始畸變）D0滿足則D(ck)的最小值必定發(fā)生在使y0前后的yn=0（|n|≤N,n≠0)的情況。根據(jù)已知的{xn}，令

利用式利用上節(jié)yn的求解公式建立一個2N+1個方程求解這2N+1個系數(shù)。這種算法便稱作迫零算法。

2．使L最小的均衡器系數(shù)ck的求解

L的最小值必定發(fā)生在偏導(dǎo)數(shù)為零處，求解得式中

為均衡器輸入序列{xn}相隔k-i個樣值序列間的相關(guān)系數(shù)。對給定的輸入序列{xn}，按上式求解2N+1個聯(lián)立方程便可以求得均衡器的各系數(shù)。均衡器系數(shù)的計(jì)算非線性均衡器

線性均衡器一般用在信道失真不大的場合。要使均衡器在失真嚴(yán)重的信道上有比較好的抗噪聲性能，可以采用非線性均衡器。例如：1.判決反饋均衡器DFE(DecisionFeedbackEqualization)2.最大似然估計(jì)均衡器MLSE(MaximumLikelihoodSequenceEstimationEqualizer)

判決反饋均衡器DFE判決反饋均衡器的結(jié)構(gòu)如下圖所示。它由兩個橫向?yàn)V波器(前饋濾波器FFF，反饋濾波器FBF)和一個判決器構(gòu)成。判決反饋均衡器c-Nz-1c-1c0z-1……z-1bM-1bMz-1判決器b0+-前饋濾波器反饋濾波器輸入輸出xm+Nxmzmymymym-1ym-MymFFF(feedForwardFilter)FBF(feedbackFilter)ΣΣΣ判決器的輸入，等于：式中cn是前饋濾波器的N+1個支路的加權(quán)系數(shù)；bi是后向?yàn)V波器的M個支路的加權(quán)系數(shù)。zm就是當(dāng)前判決器的輸入，ym是輸出。ym-1,ym-21,…ym-M則是均衡器前M個判決輸出。第一項(xiàng)是前饋濾波器的輸出，是對當(dāng)前碼元的估值；第二項(xiàng)則表示ym-1,ym-2,…ym-M對該估值的拖尾干擾。和橫向均衡器比較，判決反饋均衡器的優(yōu)點(diǎn)是在相同的抽頭數(shù)情況下，殘留的碼間干擾比較小，誤碼也比較低。特別是在信道特性失真十分嚴(yán)重的信道。

判決反饋均衡器DFE最大似然估計(jì)均衡器MLSEMLSE可以看作是對一個離散有限狀態(tài)機(jī)狀態(tài)的估計(jì)。實(shí)際ISI的響應(yīng)只發(fā)生在有限的幾個碼元。因此在接收濾波器輸出端觀察到的ISI可以看作是數(shù)據(jù)序列{an}通過系數(shù)為{fn}的FIR濾波器的結(jié)果，濾波器的結(jié)構(gòu)如下圖所示：信道+收發(fā)端匹配濾波器MLSE輸入若各種序列以等概率發(fā)送，接收端計(jì)算條件概率P(y1,y2,…,yN

|a1,a2,…,aN)，對應(yīng)概率最大的序列就作為發(fā)送的碼序列的估計(jì)。因?yàn)闂l件概率P(y1,y2,…,yN|a1,a2,…,aN)表示yn序列和an序列間的相似性（似然性），這樣的檢測方法稱作最大似然序列檢測。濾波器一共有L個寄存器，隨著時(shí)間的推移寄存器的狀態(tài)隨發(fā)送的序列而變化。整個濾波器的狀態(tài)共有ML種。最大概率值的計(jì)算可歸結(jié)為在網(wǎng)格圖中，搜索最小平方歐氏距離的路徑，即

根據(jù)yn，在網(wǎng)格圖中計(jì)算每一支路的平方歐氏距離(yn-rn)2，并在每一狀態(tài)上累加，然后根據(jù)累加的結(jié)果的最小值確定幸存路徑，得到序列{rn}。

最大似然估計(jì)均衡器MLSE自適應(yīng)均衡器自適應(yīng)均衡器能夠基于對信道特性的測量隨時(shí)調(diào)整自己的系數(shù)，以適應(yīng)信道特性的變化。自適應(yīng)均衡器的結(jié)構(gòu)如下圖

具有訓(xùn)練模式和跟蹤模式兩種工作模式。自適應(yīng)均衡器判決器+-輸入訓(xùn)練序列12e(n)自適應(yīng)均衡器ckx(n)a(n))(?nay(n)輸出Σ自適應(yīng)均衡器工作過程均衡器開關(guān)置1，也產(chǎn)生同接收端相同的訓(xùn)練序列。e(n)和x(n)作為某種算法的參數(shù)，把均衡器的系數(shù)ck調(diào)整到最佳，使均衡器滿足峰值畸變準(zhǔn)則或均方畸變準(zhǔn)則。此階段均衡器的工作方式就是訓(xùn)練模式。在訓(xùn)練模式結(jié)束后，發(fā)送端發(fā)送數(shù)據(jù)，均衡器轉(zhuǎn)入跟蹤模式，開關(guān)置2位置。自適應(yīng)均衡器擴(kuò)頻通信-CDMA網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)偽噪聲(PN)序列擴(kuò)頻通信原理抗多徑干擾和RAKE接收機(jī)跳頻擴(kuò)頻通信系統(tǒng)FHSS

偽噪聲(PN)序列序列的產(chǎn)生

m序列的隨機(jī)性質(zhì)

m序列的功率譜

序列的產(chǎn)生

偽噪聲序列（PN序列）具有類似隨機(jī)噪聲的一些統(tǒng)計(jì)特性，但和真正的隨機(jī)信號不同，它可以重復(fù)產(chǎn)生和處理，故稱作偽隨機(jī)噪聲序列。PN序列有多種，最常用的一種是最長線性反饋移位寄存器序列，也稱作m序列。由m級寄存器構(gòu)成的線性移位寄存器如下圖：m序列發(fā)生器的結(jié)構(gòu)時(shí)鐘輸出………………S1S2Sm-1SmS0C1C0=1C2Cm-2Cm-1Cm=1m序列的隨機(jī)性質(zhì)（1）m序列的隨機(jī)特性：①平衡特性在m序列的一個完整周期N=2m-1內(nèi)，0的個數(shù)和1的個數(shù)總是相差為1。

②

游程特性(序列中取值相同的那些相繼的元素合稱為一個“游程”

)m序列游程總數(shù)為(N+1)/2。長度為n的游程數(shù)等于游程總數(shù)的1/n。③相關(guān)特性

m序列的自相關(guān)函數(shù)是周期的二值函數(shù)?？梢宰C明，對長度為N的m序列都有如下結(jié)果

m序列的隨機(jī)性質(zhì)（2）n和Ra,a(n)都是取離散值,下圖是N=7的自相關(guān)函數(shù)曲線

0714-7TTc-1/71+1-10m(t)/TcttRa,a()tm序列的自相關(guān)特性m序列的功率譜（1）m序列的信號是一個周期信號，所以其功率譜是一個離散譜，

下圖(a)給出了N=7的m(t)的功率譜特性。圖(b)給出了一些功率譜包絡(luò)隨N變化的情況?？梢钥闯鲈谛蛄兄芷赥保持不變的情況下，隨著N的增加，m(t)的碼片Tc=T/N變短，脈沖變窄，頻譜變寬，譜線變短。說明什么？m序列的功率譜（2）00.040.080.120.16012Tcf-1-21/NTc1/N2()12sincNTfcN+N=7N=7N=31N=127-40-2002040fT-80-60-40-20dB(a)(b)m(t)的功率譜特性(a)離散譜(b)功率譜的包絡(luò)擴(kuò)頻通信原理擴(kuò)頻解擴(kuò)

直擴(kuò)系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力

擴(kuò)頻（1）采用2PSK調(diào)制的直接擴(kuò)頻通信系統(tǒng)如圖所示。

b(t)和c(t)相乘的結(jié)果使攜帶信息的基帶信號的帶寬被擴(kuò)展到近似為c(t)的帶寬Bc。擴(kuò)展的倍數(shù)就等于PN序列一周期的碼片數(shù)：

直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)0Tbdtòcosctwcosctwc(t)c(t)x(t)s(t)r(t)b(t)y(Tb)y(t)e(t)判決信道擴(kuò)頻（2）而信號的功率譜密度下降到原來的1/N。擴(kuò)頻過程如圖：c(t)在這里起著擴(kuò)頻的作用，稱作擴(kuò)頻碼。這種擴(kuò)頻方式就是直接序列擴(kuò)頻DSSS。擴(kuò)頻后的基帶信號進(jìn)行2PSK調(diào)制，得到信號s(t)：B(f)f01/Tb-1/Tb(a)信息數(shù)據(jù)的頻譜C(f)f01/Tc-1/Tc(b)m序列的頻譜X(f)f01/Tb+1/Tc-(1/Tb+1/Tc)(c)擴(kuò)頻后的頻譜

直接序列擴(kuò)頻信號解擴(kuò)不考慮信道噪聲及各種干擾信號，接收機(jī)接收到的信號r(t)=s(t)，收到的信號首先和本地產(chǎn)生的PN碼c(t)相乘。由于c2(t)=（±1）2=1,所以相乘所得信號顯然是一個窄帶的2PSK信號，這樣信號恢復(fù)為一個窄帶信號，這一操作過程就是解擴(kuò)。為了實(shí)現(xiàn)信號的解擴(kuò),要求本地的PN碼序列和發(fā)射機(jī)的PN碼序列嚴(yán)格同步，否則所接收到的就是一片噪聲。直擴(kuò)系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力擴(kuò)頻信號的一個重要特點(diǎn)就是抗窄帶干擾的能力。分析抗窄帶干擾的模型如圖：

設(shè)i(t)為一窄帶干擾信號,其頻率接近信號的載波頻率。解擴(kuò)后最終最終擴(kuò)頻系統(tǒng)的輸出干擾功率是輸入干擾功率的1/N

，即擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益為Gp=N))y(t)e(t)判決r(tc(tcosctw0Tbdtòy(Tb)s(t)i(t)接收機(jī)信道相關(guān)器或匹配濾波器S

擴(kuò)頻信號的接收通過下圖來說明擴(kuò)頻系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力直擴(kuò)系統(tǒng)抗窄帶干擾的能力2/Tb基帶信號0干擾fc窄帶干擾信號DS/BPSK信號2/Tc解調(diào)fc2/Tb2PSK信號被擴(kuò)頻的干擾信號2/Tc解擴(kuò)后的

解調(diào)前后信號和干擾頻譜的變化抗多徑干擾和RAKE接收機(jī)抗多徑干擾多徑分離接收機(jī)(RAKE

receiver)

抗多徑干擾利用PN序列的尖銳的自相關(guān)特性和很高的碼片速率（Tc很?。┯行б种婆cPN