sigma-delta和多電平DAC技術(shù)

sigma-delta和多電平DAC技術(shù)采用Z-b和多電平DAC技術(shù)提高音頻DAC信號(hào)輸出質(zhì)量采用1-5轉(zhuǎn)換技術(shù)的音頻數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器。4與產(chǎn)品投放市場(chǎng)已有一段時(shí)間了設(shè)計(jì)人員一直都在嘗試著在不增加產(chǎn)品成本的基礎(chǔ)上有效地提高產(chǎn)品的聲音質(zhì)量本文介紹的1-5調(diào)制和多電平04c技術(shù)能夠有效地提高音頻MC的聲音質(zhì)量。在音頻DAC中采用Z-6技術(shù)很常見(jiàn)，而Wolfson微電子公司采用二元加權(quán)DAC單元陣列對(duì)該技術(shù)作了重大改進(jìn)，在不增加成本的情況下可以顯著提高音樂(lè)質(zhì)量，這些單元的數(shù)量正比于DAC的比特?cái)?shù)。音頻DAC一般由四個(gè)處理部分組成。首先所輸入的音頻數(shù)據(jù)需要經(jīng)過(guò)內(nèi)插濾波器濾除帶外噪聲，然后利用Z-6調(diào)制器對(duì)濾除后的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，生成的數(shù)據(jù)比特流由D/A單元轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。最后這些模擬信號(hào)通過(guò)一個(gè)模擬濾波器重現(xiàn)最初的音樂(lè)信號(hào)（見(jiàn)圖1）。煢史平■,.—■ 「一.設(shè)計(jì)一個(gè)16比特到24比特的

非E?bDAC具有一定困難，其優(yōu)點(diǎn)是帶外噪聲特別低。但是，如果該轉(zhuǎn)換器處理音頻信號(hào)時(shí)其工作速率較低（接近于信號(hào)的奈奎斯特采樣率），如44.1kHz和48kHz,則其輸出頻譜將包含很強(qiáng)的鏡像分量。通過(guò)采用內(nèi)插濾波器來(lái)提高采樣率，可以消除這種鏡像分量。最初基于5-Z調(diào)制器的音頻DAC主要是單比特的設(shè)計(jì)。由于只需要實(shí)現(xiàn)兩種電平，任何再生電平中的誤差都會(huì)表現(xiàn)為增益與偏差誤差，而不會(huì)影響整個(gè)系統(tǒng)的線性度和噪聲性能。在使用單比特D/A情況下，濾波器必須能夠?qū)⑦@個(gè)脈沖串轉(zhuǎn)換成實(shí)際的模擬波形，該功能并不容易實(shí)現(xiàn)。另外，單比特D/A對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)比較敏感（見(jiàn)圖2）,過(guò)采樣時(shí)鐘轉(zhuǎn)換中的抖動(dòng)會(huì)直接導(dǎo)致數(shù)模轉(zhuǎn)換誤差，從而增加了系統(tǒng)噪聲，降低音頻D/A輸出的聲音質(zhì)量。多電平DAC與多電平DAC與6-Z調(diào)制器結(jié)口最近，將多電平DAC與調(diào)制器結(jié)合使用的例子越來(lái)越普遍,這種多電平越普遍,這種多電平D/A具有適當(dāng)數(shù)量的輸出電平，能改進(jìn)帶外噪聲與信號(hào)質(zhì)量。由于系統(tǒng)高頻段具有非線性特點(diǎn)，帶外噪聲會(huì)產(chǎn)生音頻段分量，影響系統(tǒng)性能。多比特E-6DAC一般采用多個(gè)雙電平D/A組成（如圖3所示）。對(duì)所有輸出信號(hào)求和得到模擬輸出信號(hào)，另外，還有一個(gè)量化器用來(lái)選擇合適的D/A輸出組合以得到良好的線性度，使D/A輸出信號(hào)更接近模擬信號(hào)，對(duì)輸出信號(hào)的有效濾波也相對(duì)容易。采用多比特D/A還能減少器件對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)的敏感度，從而能獲得更好的音頻信號(hào)質(zhì)量。通過(guò)使用內(nèi)插濾波器可以衰減PCM輸入信號(hào)鏡像分量，并提高其采樣頻率。為了減少所用電平數(shù)量，這種高采樣率信號(hào)需要經(jīng)過(guò)5」調(diào)制。雖然這樣會(huì)引入額外的量化噪聲，但采用6-Z調(diào)制器反饋環(huán)路能保證進(jìn)入音頻段的噪聲非常小。如果5-S調(diào)制器產(chǎn)生的是一個(gè)單比特輸出信號(hào)，那么該信號(hào)就會(huì)隨即直接饋入單比特D/A中。因此，最好在輸出部分保持若干比特的裕量,這樣可以顯著降低帶外噪聲。

如果采用傳統(tǒng)的多比特DAC,那么任何再生模擬電平的誤差都會(huì)導(dǎo)致帶內(nèi)噪聲和失真，從而在模擬分量上產(chǎn)生偏差。為了克服這個(gè)問(wèn)題，需要對(duì)多比特信號(hào)作進(jìn)一步處理，即把它分解成許多獨(dú)立的6-S調(diào)制信號(hào)，將這些信號(hào)的輸出相加得到最終的輸出信號(hào)。該過(guò)程稱為動(dòng)態(tài)單元匹配(DEM)過(guò)程，它能減輕對(duì)D/A單元的匹配精度要求。每個(gè)獨(dú)立信號(hào)都具備單比特6-Z調(diào)制信號(hào)的特性，雙電平DEM系統(tǒng)的輸出可以用來(lái)控制D/A單元的選擇。雙電平信號(hào)加上D/A單元可以看作是一個(gè)雙電平DAC，所有雙電平DAC輸出的總和就是一個(gè)完整D/A系統(tǒng)的輸出。大多數(shù)這種多電平D/A方案采用相同的加權(quán)單元。例如，一個(gè)5比特轉(zhuǎn)換器可能就有31或32個(gè)單元。常用的DEM方案僅對(duì)相同加權(quán)單元有效，該方案能限制比特的數(shù)量，而不會(huì)出現(xiàn)控制單元數(shù)量變得無(wú)法管理的情況。下面將討論在不增加大量控制信號(hào)的條件下增加D/A電平數(shù)量的方法。增加D/A電平數(shù)量我們?cè)?jīng)設(shè)計(jì)過(guò)一款數(shù)字濾波器，其性價(jià)比較好并具有數(shù)據(jù)信號(hào)通路，包括多比特Z-6調(diào)制器。調(diào)制器的設(shè)計(jì)可以自由選擇Z-6調(diào)制器的階數(shù)、多比特D/A的比特?cái)?shù)、所用DEM方案的類型和用于實(shí)現(xiàn)D/A本身的模擬器件設(shè)計(jì)。信號(hào)的完整路徑如下：首先進(jìn)入串行音頻接口，然后通過(guò)數(shù)字濾波器進(jìn)入Z-6調(diào)制器，最后通過(guò)多比特D/ADEM方案。信號(hào)通過(guò)完整信號(hào)路徑后采用Wolfson公司的建模工具進(jìn)行仿真。這些建模工具采用C++編寫(xiě)，因此仿真速度很快。這一點(diǎn)非常重要，能保證在可接受的時(shí)間范圍內(nèi)執(zhí)行電路性能判斷的仿真操作。一般情況下，為了產(chǎn)生信噪比-幅度的掃描圖表，需要運(yùn)行數(shù)千次時(shí)域仿真操作，每一步仿真都需要計(jì)算信噪比值。而采用一般的數(shù)字仿真工具進(jìn)行同樣的操作所用時(shí)間是不可思議的。這些仿真的精度等級(jí)是一比特，采用的電路模型非常接近于芯片

■又噌呷??楂臚匐黑=卅三■又噌呷??楂臚匐黑=卅三S5斌耍離學(xué)嘀『H金日在C++模型級(jí)完成了數(shù)字處理單元的設(shè)計(jì)后，就可以實(shí)現(xiàn)門級(jí)電路了。根據(jù)具體電路功能，一般混合采用Verilog和原理圖級(jí)為主的設(shè)計(jì)方法。在門級(jí)電路實(shí)現(xiàn)后就可以進(jìn)行綜合和產(chǎn)生門級(jí)網(wǎng)表，接著采用商用Verilog（或類似產(chǎn)品）仿真工具仿真網(wǎng)表，仿真結(jié)果再與從C++模型產(chǎn)生的仿真輸出逐比特比較。這些數(shù)字仿真包括用于開(kāi)關(guān)電容D/A功能的模型，因此允許進(jìn)行從串行輸入音頻數(shù)據(jù)直到模擬輸出波形的全芯片仿真。模擬電路常采用Spice類工具進(jìn)行仿真，因此需要將數(shù)字仿真的結(jié)果轉(zhuǎn)換成Spice格式的分段線性波形，然后再作為輸入數(shù)據(jù)提交給模擬電路的Spice網(wǎng)表。一般情況是對(duì)最大頻率的滿幅正弦波進(jìn)行時(shí)域仿真，然后對(duì)仿真輸出的模擬波形進(jìn)行傅里葉分析以檢查失真情況。

執(zhí)行這些端到端仿真的最大優(yōu)點(diǎn)在于能仿真到芯片上的每根線、每個(gè)連接、每個(gè)門和晶體管，因此能把芯片頂層布線失誤可能性降至最低，從而得到期望的最佳性能。另外，還可以采用一些專門技術(shù)來(lái)改善由于采用多電平D/A和低階調(diào)制器而造成的負(fù)面影響。以下是有關(guān)這方面的討論。所有DEM技術(shù)的原理都是將某個(gè)數(shù)字輸入序列分解成多個(gè)輸出序列，并用來(lái)驅(qū)動(dòng)多個(gè)相應(yīng)的DAC，然后將這些D/A輸出相加得到模擬輸出，如圖1所示。在每個(gè)采樣瞬間這些輸出序列的和與輸入序列相等。每個(gè)輸出信號(hào)只能表現(xiàn)為兩種電平，因此可以用來(lái)判斷某個(gè)D/A單元的使用狀態(tài)。這種雙電平信號(hào)的頻譜與輸入信號(hào)相反，在低頻端只有少量的能量。這樣，當(dāng)D/A單元與標(biāo)稱值存在偏差時(shí)可以降低低頻端誤差，線性度得到較大的改善，因?yàn)閷?duì)于任何特殊的輸入組值，可以預(yù)先控制不用某些D/A單元，對(duì)于任何輸入序列來(lái)說(shuō)，系統(tǒng)中每個(gè)D/A單元所用的頻率是大致相同的。Wolfson公司的新方法能夠解決越來(lái)越高的電路復(fù)雜性與傳統(tǒng)DEM方案中多比特D/A的比特?cái)?shù)的問(wèn)題。在相等加權(quán)模式中，D/A單元的數(shù)量是以比特?cái)?shù)的2次冪增長(zhǎng)，但Wolfson公司采用的是二元加權(quán)D/A單元陣列，D/A單元數(shù)量的增長(zhǎng)正比于DAC的比特?cái)?shù)。很明顯，當(dāng)D/A單元采用二元加權(quán)值時(shí)就不能再使用傳統(tǒng)DEM方案，而必須采用另外一種解決方案。這里提供一種包含有層疊二元加權(quán)陣列形式的矢量耦合Z-6調(diào)制器的解決方案，該多比特陣列中的每一段都是由一對(duì)單比特6-Z環(huán)路組成。因此，多比特二元加權(quán)陣列中的每個(gè)比特包含有一對(duì)單比特DAC，每個(gè)噪聲信號(hào)都經(jīng)過(guò)第一階單比特6-S調(diào)制器整形。此時(shí)，D/A單元的總數(shù)量是2*n，這里的n表示多比特D/A中的比特?cái)?shù)。二元加權(quán)階段的噪聲整形功能能夠調(diào)整由二元加權(quán)陣列中電容不匹配而引起的噪聲，因此能夠最大限度地避免帶內(nèi)性能的下降。為了進(jìn)一步降低帶外噪聲，要將DAC配置成開(kāi)關(guān)電容濾波器。多級(jí)D/A和濾波器組合的另外一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是采樣

DAC性能評(píng)價(jià)富點(diǎn)之間的輸出變化很小，從而降低了對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)的敏感性。DAC性能評(píng)價(jià)富圖4和圖5給出了對(duì)DAC的測(cè)試結(jié)果。圖5是不帶片外濾波器的寬帶輸出信號(hào)頻譜，從圖中可以看出,Fs（384kHz）處的鏡像分量有較大衰減，這是由于采用了線性內(nèi)插濾波器而不是采樣保持。典型的音頻D/A參數(shù)包括在滿幅度信號(hào)和動(dòng)態(tài)范圍（如-60~8的輸入信號(hào)）下的信號(hào)與噪音加失真之比（SINAD）。這幾個(gè)數(shù)據(jù)并不能用于推斷器件在輸入信號(hào)下的性能，也不能顯示出誤差信號(hào)是否與正常信號(hào)（諧波）相關(guān)，是否具有類似噪聲的屬性，或者是否集中在與理想信號(hào)頻率（音調(diào)）無(wú)關(guān)的某些頻率點(diǎn)上。理想情況下誤差信號(hào)應(yīng)該類似于噪聲，并具有不隨輸入改變的一些特性。由于人耳能輕易地從背景噪聲中分辨出音樂(lè)，因此必須避免產(chǎn)生音調(diào)類誤差信號(hào)。背景噪聲相對(duì)掃描交流電平的曲線圖能說(shuō)明背景噪聲電平變化時(shí)產(chǎn)生的音調(diào)性問(wèn)題。大多數(shù)DEM文章都包含有大量的SNR-信號(hào)電平圖，從這些圖中通?？梢钥闯?，大多數(shù)信號(hào)變壞的情況發(fā)生在輸入電平為-60dB的時(shí)候，但都沒(méi)有說(shuō)明原因。然而，如果采用直流掃描先確定含有較大噪聲的輸入范圍，那么就有可能跟蹤并改善甚至消除噪聲源。采用慢速掃描直流電平并測(cè)量帶內(nèi)交流噪聲功率，此方法比采用掃描交流幅值更能說(shuō)明問(wèn)題。理想的掃描結(jié)果是一條平直的線條，顯示噪聲特性與信號(hào)電平無(wú)關(guān)。然而，由于存在單元匹配誤差的問(wèn)題，在特定直流電平附近會(huì)產(chǎn)生較大的峰值，這些峰值有效地指示出所用特殊類型的動(dòng)態(tài)單元匹配信息，以及任何抖動(dòng)產(chǎn)生的作用。在確定了較差性能的區(qū)域后，通過(guò)仿真或測(cè)量等步驟是可以提高性能。通常在中值附近區(qū)域性能會(huì)明顯降低，這是由6-Z調(diào)制器或DEM系統(tǒng)中形成的循環(huán)模式?jīng)Q定的。當(dāng)沒(méi)有直流輸入時(shí)，調(diào)制器可能是空閑，表現(xiàn)為0和1兩種碼的交替，如0、1、0、1、0、1、0、1等。當(dāng)加入一個(gè)很小的正直流偏置后，輸出序列中可能會(huì)出現(xiàn)更多的1碼。如果直流偏置足夠小，并且系統(tǒng)由于抖動(dòng)而不能完全隨機(jī)時(shí)，這些1碼可能以幾乎規(guī)律性的間隔時(shí)間出現(xiàn)，從而產(chǎn)生一種新的音調(diào)。當(dāng)直流電平值增加時(shí)，1碼會(huì)更頻繁地出現(xiàn)，結(jié)果會(huì)提高這種音調(diào)的頻率和功率。進(jìn)一步提高電平值則會(huì)使這種音調(diào)頻率高出可測(cè)量的帶寬范圍（通常為20kHz），從而能改善帶內(nèi)的噪聲與音頻功率。這種現(xiàn)象是對(duì)稱發(fā)生的，以中值為中心的兩邊會(huì)出現(xiàn)噪聲帶。通常在-60dB處性能的降低比較明顯，這是因?yàn)樵谶@個(gè)電平點(diǎn)正弦信號(hào)的峰值會(huì)在較差性能區(qū)域有所下降。強(qiáng)信號(hào)在噪聲頻帶中占據(jù)較少的時(shí)間，而弱信號(hào)在中值附近的一對(duì)噪聲頻帶之間幾乎是零。帶內(nèi)噪聲調(diào)制測(cè)試非常耗時(shí)，數(shù)百個(gè)甚至上千個(gè)點(diǎn)需要確認(rèn)是否滿足所有性能要求。因此，這種方法非常適合于器件評(píng)估和性能描述，但不適用于生產(chǎn)測(cè)試。另外，它也適用于不同DEM方法的比較以及仿真抖動(dòng)效應(yīng)。類似的測(cè)試技術(shù)也可以應(yīng)用于5-SA/D轉(zhuǎn)換器。圖6是對(duì)WM8740進(jìn)行直流掃描的結(jié)果。與其它Z-6D/A相比，這張圖顯得非常平直，而且只有極少量的可見(jiàn)尖峰。這些數(shù)據(jù)證明了采用Wolfson結(jié)構(gòu)能抑制帶外噪聲和改善前級(jí)帶內(nèi)噪聲調(diào)制。采用直流掃描測(cè)試可以很好地說(shuō)明噪聲與音調(diào)功率對(duì)輸入信號(hào)的依賴性，同時(shí)證明WolfsonDAC的噪聲功率譜幾乎不隨輸入電平而改變，因此能極大的改進(jìn)輸出音頻質(zhì)量。參考文獻(xiàn)：「[Norsworthy]S.Norsworth,R.SchreierandG.C.Temes(Editors),6-SDataConverters,IEEEPress,NewJersey,1997.2.[Schreier&Zhang]R.SchreierandB.Zhang,"Noise-shapedmultibitD/Aconverteremployingunitelements,"ElectronicsLetters,vol.31,no.20,pp.1712-1713,Sept.1995.[Vadipour]M.Vadipour,"TechniquesforPreventingTonalBehaviourofDataWeightedAveragingAlgorithminS-6Modulators,"IEEE