8319366-吳曉麗-雙頻MIMO天線的解耦設計-雙頻MIMO天線的解耦設計

ContentsContents雙頻MIMO天線的解耦設計

目錄2151Contents III29671中文摘要 V20379ABSTRACT V32150第一章緒論 875071.1課題研究的背景及意義 8149181.2國內外研究現(xiàn)狀 9172441.2.1天線的缺陷地解耦 10191911.2.2中和線技術解耦 12172801.2.3添加枝節(jié)結構解耦 1510361.2.4采用諧振結構解耦 17315851.3論文的主要工作及結構安排 191060第二章枝節(jié)解耦的MIMO天線 2142352.1引言 21241812.2雙頻PIFA天線的設計 2296712.2.1天線結構 22238892.2.2天線的仿真結果 25276862.3添加I型枝節(jié)解耦設計 27177882.3.1添加I型枝節(jié)解耦的天線結構 27300602.3.2添加I型枝節(jié)的仿真結果分析 2824222.4添加T型枝節(jié)解耦設計 3068432.4.1添加T型枝節(jié)解耦的天線結構 3051042.4.2參數(shù)分析 3286252.3.5仿真和測量結果 34191992.5本章小結 3623379第三章中和線解耦的MIMO天線 38147943.1引言 3849903.2中和線解耦原理 38319413.3中和線解耦MIMO天線 4073513.3.1中和線解耦的MIMO天線結構 40114543.3.2天線表面電流分布圖和幅度相位分析 41254793.3.3中和線參數(shù)分析 43100463.4本章總結 4535404.1引言 46181924.2四單元MIMO天線 4735344.2.1四單元天線結構 47301924.2.2天線表面電流分析 4934284.2.3天線仿真分析 5122174.3本章總結 5232361第五章總結 538492參考文獻 5415563攻讀碩士學位期間取得的研究成果及參與的科研項目 6228266致謝 63ContentsChineseAbstract IABSTRACT IIIChapter1Introduction 11.1Backgroundandsignificanceoftheresearch 101.2Domesticandforeignresearchstatus 111.2.1Defectdecouplingofantennas 111.2.2DecouplingofMediumandLineTechnologies 141.2.3Addedbranchstructuredecoupling 181.2.4Decouplingofresonantstructures 201.3MainWorkandStructureofthePaper 23Chapter2FrequencyReconfigurableMIMOAntenna 242.1foreword 242.2MIMOAntennaDesign 252.3Dual-frequencyPIFAantenna 262.3.1antennastructure 262.3.2antennadecouplingstructure 282.3.3Simulationandmeasurementresults 292.4ToaddTdecoupledPIFAantenna 322.4.1antennastructure 322.4.2parameteranalysis 342.4.3Simulationandmeasurementresults 352.5Summaryofthischapter 37Chapter3MIMOAntennaforNeutralizingLineDecoupling 383.1foreword 383.2Thederivationoftheprincipleofneutralizinglinedecoupling 383.3DecouplingMIMOAntenna 393.3.1MIMOantennastructurewithneutralizinglinedecoupling 393.3.2Currentdistributionandamplitudephaseanalysisofantennasurface 403.3.3ParametricAnalysisofMediumandLineDimensions 403.3.4Simulationandmeasurementresults 403.4Summaryofthischapter 41Chapter4FourcellMIMOantenna 414.1foreword 424.2FourcellMIMOantenna 434.2.1FourcellMIMOantennastructure 434.2.2CurrentAnalysisonAntennaSurface 444.2.3AntennaSimulationAnalysis 464.3Summaryofthischapter 48Chapter5Summary 40Reference 41ResearchAchievementsDuringtheMasterPeriod 48Acknowledgemant 49PersonalProfiles 50LetterofCommitment 51AuthorizationStatement 52第一章緒論ABSTRACTPAGEIV中文摘要多輸入多輸出（MIMO）天線技術是5G無線通信領域的關鍵技術之一，其技術可實現(xiàn)空間分集、空間復用和波束賦用等性能，可以提高信號傳輸速率，增大信道容量，提高頻譜利用率。但是在尺寸很小的移動設備中放置多根天線，因為近距離產生的地表表面波和空間輻射波，會使天線彼此之間產生干擾，使天線單元間發(fā)生強烈的互耦，增大天線間的相關性使無線通信系統(tǒng)得不到預期的工作效果。因此，提高天線單元之度的隔離度是多天線的核心問題。本論文將重點研究降低MIMO天線，主要工作可概括如下：1.首先設計了一個具有二個端口的雙頻帶MIMO天線，工作頻段覆蓋WLAN（2.4GHz-2.48GHz、5.15GHz-5.35GHz、5.725GHz–5.825GHz）頻帶。單元天線采用印刷單極的形式，低頻諧振單元為倒F天線，通過增加短的輻射貼片，用以產生高頻諧振，實現(xiàn)雙頻工作。增加T型枝節(jié)將天線的隔離度提高到25dB以上，天線單元之間的相互影響得到很好的抑制，從而提高天線單元間的隔離度。2.設計了一利用中和線來解耦的MIMO天線。分別在天線接地板上和饋電微帶線上加載對應諧振頻率約為0.5波長的中和線，寬度為0.3mm，采用微帶線進行饋電，較長的加載在微帶線上的中和線用來改善低頻處的隔離，較短的加載在天線接地板上的中和線用來改善高頻處的隔離，隔離度大于30dB，能夠實現(xiàn)天線的全向輻射。3.設計了一個四單元MIMO天線。將二單元天線對稱放置得到了四單元天線，天線結構在天線接地板上開了兩個對稱的矩形槽來改善高頻的隔離，在槽上增加T型枝節(jié)來增加帶寬，又在微帶線上增加了彎折了5次的中和線來降低低頻處的耦合，最終實現(xiàn)了2.41GHz-6.7GHz的阻抗帶寬，依然可以覆蓋WLAN頻段，在諧振工作點上兩兩端口彼此之間的隔離度均高于25dB。關鍵詞：MIMO天線；PIFA天線；中和線技術；隔離度ABSTRACTmulti-inputandmulti-output(MIMO)antennatechnologyisoneofthekeytechnologiesinthenewgenerationwirelesscommunicationfield.itstechnologycanrealizetheperformanceofspacediversity,spacemultiplexingandbeamassignment,andthenimprovethesignaltransmissionqualityandspectrumutilization.However,manyantennasareplacedinmobiledeviceswithlimitedsize,becausethesurfacesurfacewaveandspaceradiationwaveproducedatcloserangewillcausetheantennatointerferewitheachother,maketheantennaunithavestrongmutualcoupling,andincreasethecorrelationbetweenantennassothatthewirelesscommunicationsystemcannotgettheexpectedworkingeffect.Therefore,improvingtheisolationofantennaelementsisthecoreproblemofmulti-antenna.Atthesametime,wefocusonreducingMIMOantenna.Themainworkcanbesummarizedasfollows:wefirstdesignadual-bandMIMOantennawithtwoports.theoperatingfrequencybandcoverstheWLAN(2.4ghz-2.48ghz,5.15ghz-5.35ghz,5.725ghz-5.825ghz)frequencyband.aunitantennaisintheformofprintedmonopole,andthelowfrequencyresonantunitisaninvertedFantenna.byaddingashortradiationpatch,itisusedtogeneratehighfrequencyresonanceandrealizedualfrequencyoperation.Theisolationofantennaisincreasedtomorethan25dBbyincreasingtheTbranch,andtheinteractionbetweenantennaelementsiswellsuppressed,thusincreasingtheisolationbetweenantennaelementsIsolated.aMIMOantennausingneutralizinglinestodecoupleisdesigned.theneutrallinewithcorrespondingresonantfrequencyofabout0.5wavelengthisloadedontheantennaconnectionfloorandthefeedmicrostriplinerespectively.thewidthis0.3mm,themicrostriplineisusedforfeeding.thelongerneutrallineloadedonthemicrostriplineisusedtoimprovetheisolationatlowfrequency,andtheshorterneutrallineloadedontheantennaconnectionfloorisusedtoimprovetheisolationathighfrequency.theisolationdegreeismorethan30dB,canrealizetheomnidirectionalradiationoftheantenna.3.afour-unitMIMOantennaisdesigned.Twosymmetricalrectangularslotsarearrangedontheantennafloortoimprovethehighfrequencyisolation,theTbranchesareaddedtotheslottoincreasethebandwidth,andtheneutrallineisbentfivetimestoreducethecouplingatthelowfrequency.Finally,theimpedancebandwidthof2.41GHz-6.7GHzisrealized,whichcanstillcovertheWLANfrequencyband,andtheisolationbetweenthetwoportsattheresonantworkingpointishigherthan25dB..Keywords:MIMOantenna;PlanarInverted-FAntenna;Patternreconfigurability;NeutralLineTechnology;Isolation致謝第一章緒論1.1課題研究的背景及意義。物聯(lián)網(wǎng)的飛速發(fā)展和人們對于移動互聯(lián)網(wǎng)業(yè)務種類的需求與日俱增，數(shù)據(jù)傳輸速率雖然相比2G,3G時代要快了很多，但是市場需求會對傳輸速率和覆蓋范圍提出更高的要求以及更好的服務質量，而隨著4G和5G時代的到來，增加天線的數(shù)目不可避免。從2G到5G，移動基站天線由簡單天線研發(fā)出各種類型的天線。比如全向天線、定向單極化天線、定向雙極化天線、電調單極化天線、電調雙極化天線、多頻雙極化天線，以及MIMO天線、有源天線等，傳統(tǒng)無線通信系統(tǒng)中，發(fā)射端和接收端通常各使用一根天線，通信系統(tǒng)的最大傳輸速率較小，隨著對通信速率要求的不斷提高，因此需要突破傳統(tǒng)無線通信系統(tǒng)的容量界限，提升信道容量的方法可以設置更多的基站，但是這樣代價高；也可以通過拓寬已使用的頻帶，但是資源緊張；最好的方法是提高頻譜使用效率，增加信噪比，所以為了改善通信質量，提高信道容量，由SIMO和MISO技術發(fā)展演變?yōu)镸IMO

(Multiple

Input

Mutiple

Output)，MIMO是指在發(fā)射端和接收端采用多根天線，使信號在空間獲得陣列增益、分集增益、復用增益和干擾抵消等的一種多天線技術。當天線數(shù)量較多時，系統(tǒng)容量可近似表達為:C

=

min(M,N)log2(1+p)B為信號帶寬，p為接收端平均信噪比，該系統(tǒng)的容量隨最小天線數(shù)目min

(M,N)線性增長。根據(jù)通信原理：“在頻譜利用率不變的情況下，載波帶寬翻倍則數(shù)據(jù)傳輸速率也翻倍，無線通信的最大信號帶寬大約是載波頻率的5%”。因此載波頻率越高，可實現(xiàn)的信號帶寬也越大，數(shù)據(jù)傳輸速率就越高。MIMO技術主要利用發(fā)射分集的空時編碼、空間復用和波束成型等3種多天線技術來提升無線傳輸速率及品質。MIMO技術實質上是為無線通信系統(tǒng)提供-定的分集增益和復用增益。對于理想的隨機信道，如果天線的空間和成本不受限制，MIMO

系統(tǒng)就能提供無限大的容量。MIMO天線可以充分利用空間資源.在不增加頻譜資源的情況下，還可以不增加發(fā)射天線功率，成倍提高系統(tǒng)信道容量改善通信質量。MIMO技術能使雷達系統(tǒng)通過獨特的時間-能量管理技術實現(xiàn)對個獨立寬波束同時照射。主要是通過多個天線發(fā)射不同的正交波形，同時覆蓋較大空域，并利用長時間相干積累來獲得較高的信噪比。MIMO技術具有的穩(wěn)定性和大數(shù)據(jù)流量的特點，可以使人們隨時隨地監(jiān)控電網(wǎng)的東塔，進行良好的資源配置。為了遵循全球移動通信網(wǎng)絡高速率、高容量、低成本、低時延、按需覆蓋、節(jié)能減排的發(fā)展趨勢，未來三到五年，移動通信天線的發(fā)展將呈現(xiàn)3個特點：小型化和寬帶化，一體化和有源化，智能化和可感知。只有發(fā)展小型化多系統(tǒng)共用天線，所需的天線數(shù)量才能大幅減少，小型化寬頻帶多系統(tǒng)共用電調天線鐵塔共享率顯著提升，顯著改善了通信網(wǎng)絡質量和用戶感知，減少了網(wǎng)絡天線體積和數(shù)量，明顯提升了電信基礎設施共建共享水平。MIMO技術在基站的應用中，由于基站的空間比較大，可以通過確保架設天線單元間的間距大于半波長以上來保證較高的隔離度，但是在越來越小的移動設備中放置多根天線，天線單元間的間距減小會使天線單元間發(fā)生相互作用。這種作用可能會使天線達不到預期的輻射效率，而且也會影響天線的阻抗匹配和隔離度，增大天線間的相關干擾性使無線通信系統(tǒng)得不到預期的工作效果。因此，小型化天線單元之間的解耦技術是多天線的。1.2國內外研究現(xiàn)狀MIMO（多輸入多輸出）的概念最早是由L.Campbell提出來的REF_Ref15642\r\h[1]，早期的MIMO天線就是把幾個天線單元連接到一起，這樣天線的尺寸就會較大一些，一開始的輻射貼片都是采用傳統(tǒng)的幾何形狀，比如矩形，圓形，多邊形作為基礎的天線的單元，也可以將這些形狀組合起來，比如文獻REF_Ref32071\r\h[2-3]，后來天線設計了一些分支，形狀像T形，F(xiàn)形，L形或者U型，利用枝節(jié)的尺寸來調整在介質板上匹配阻抗，而且這些增加枝節(jié)的天線還可以實現(xiàn)雙頻或者多頻工作，不用任何技術就可以實現(xiàn)天線之間的低互耦，比如文獻REF_Ref32215\r\h[4]以樹形天線環(huán)型天線等為例研究了分形天線對于減少天線尺寸和增加工作頻帶的優(yōu)勢，而且還可以提高天線的輻射性能。文獻REF_Ref32345\r\h[5]它由三個新的寬帶天線組成，它們一起可以覆蓋470MHz至6GHz的整個頻帶，三個新天線中的每個天線的帶寬都超過65％。它們是低成本的多極化不平衡諧振天線，不需要匹配電路，它們的整體尺寸很小，并且具有很高的效率和很高的峰值增益。文獻REF_Ref32544\r\h[6]本文提出了一種在移動終端中實現(xiàn)4*4MIMO天線的新方法。通過僅在一個輻射器上正確選擇饋電和短路引腳的位置，所提出的設計可以提供四個不相關的天線端口，所有四個天線均在3.5GHz頻段諧振。通過測量驗證了所提出天線的優(yōu)越性。因為考慮到天線單元之間的相互干擾，所以設計天線的隔離度就作為一個重要的參考指標，但是隨著移動通信的發(fā)展，天線的設計需要小型化，當天線的長度小于工作中心頻率對應的0.5波長時即可定義為小型化天線，但是考慮到對于放置在可移動終端的設備中的天線，天線尺寸當然需要越小越好，實現(xiàn)的頻率范圍越寬越好，在尺寸有限的空間內設計的天線，天線端口之間會有強烈的相互耦合，所以就提出了對天線設計者的要求：實現(xiàn)小型化，超寬帶，高隔離度，所以在原來天線結構的基礎上采取解耦技術來提高天線的隔離度成了研究者們的重點關注對象，降低天線之間的耦合的方法有很多，比如改變天線結構，改變饋電方式或者增加解耦網(wǎng)絡，國內外研究者們的解耦方法大致如下：1.2.1天線的缺陷地解耦缺陷地結構(DefectedGroundStructure,DGS)是在天線的接地板部分開一條或者多條形狀的槽或者縫隙，在不影響阻抗匹配的情況下，通過改善天線接地板上的電流分布，來改善天線彼此之間的隔離度，其微帶傳輸線模型可以等效因為其能夠等效為電容、電感并聯(lián)的諧振電路，所以它可以具有帶阻濾波器的特性，還可以等效為LC諧振電路，所以用來改善天線端口之間的隔離度。文獻[7-16]使用不同的在天線地板上開槽實現(xiàn)了天線結構的解耦。文獻[7-10]都提出超寬帶MIMO天線，采用引入天線接地板縫隙的方法來降低耦合，文獻[8]本文提出了一種緊湊的4×4超寬帶（UWB）多輸入多輸出（MIMO）天線如圖1.1所示。UWBMIMO天線在WIMAX（3.3-3.8GHz）和WLAN（5.15-5.35GHz和5.725-5.825GHz）頻率下具有雙頻段陷波特性，總尺寸為56mm×56mm×0.8mm。天線由四個貼片天線組成，分別與正交突出的地面部分相連。為了實現(xiàn)WIMAX頻率的帶阻，在每個輻射貼片中刻蝕一個λ/4I形開口槽。在每個補丁中蝕刻一個λ/2C形縫隙，可以類似地獲得WLAN頻率中的陷波頻段。為了滿足4.2GHz以下頻率下優(yōu)于20dB的高隔離度，向提出的UWBMIMO天線的地面部分添加了四個矩形和四個階梯形短截線，所提出的UWBMIMO天線工作在3.2至10.7GHz之間，具有|S11|≤-10dB和|S21|的高隔離度

≤-20dB。文獻[9]提出一種尺寸為26.5×30mm

2的緊湊型雙頻段帶缺口UWB-MIMO天線

。設計了兩個相同的半圓環(huán)形單極UWB天線并排放置。通過在接地面上蝕刻兩個L形槽并將兩個“錨定”形短截線插入輻射補丁中以抑制WiMAX和WLAN頻帶干擾，可以實現(xiàn)兩個帶狀切口。仿真結果表明，實現(xiàn)了兩個陷波頻帶和較寬的帶寬。此外，提出的UWB-MIMO天線可以提供很高的隔離度，在大多數(shù)UWB頻段中，其隔離度均優(yōu)于-19.74dB。此外，給出增益和輻射方向圖以驗證所設計的UWB-MIMO天線的有效性。圖1.1UWB多輸入多輸出（MIMO）天線[2]圖1.2雙頻倒F多輸入多輸出（MIMO）天線[5]文獻[10-14]設計了幾種雙頻倒F多輸入多輸出（MIMO）天線，文獻[11]提出了一種雙頻倒F多輸入多輸出（MIMO）天線，如圖1.2所示，覆蓋2.4/5GHz無線局域網(wǎng)（WLAN）頻段。提出的MIMO天線由兩個對稱的纏繞式倒F天線元件組成。兩個天線元件與約0.115λ緊密間隔

0

的低頻帶的。高隔離度是通過構建兩個去耦裝置實現(xiàn)的，分別是彎曲的諧振支路和在地面分別蝕刻了較高頻帶和較低頻帶的倒T形槽。此外，在50Ω饋電線上刻蝕了兩個實現(xiàn)更好阻抗匹配的U形縫，以加寬高頻帶的帶寬。阻抗帶寬S

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<-10dB的提出天線在較低頻段覆蓋2.4-2.48GHz，在較高頻段覆蓋5.15-5.825GHz，并且所提出的天線在2.4GHz和5GHzWLAN頻段獲得15dB隔離，這表明與MIMO天線的初始設計相比，具有明顯的改進。仿真和測量結果表明，所提出的倒FMIMO天線系統(tǒng)非常適合WLAN應用。文獻[15-17]是通過在天線接地板上添加開槽來提高天線彼此之間的隔離度，文獻[15]提出了一種用于多輸入多輸出（MIMO）陣列構形的雙頻帶平面縫隙天線如圖1.3所示，MIMO天線由兩個平面縫隙天線單元組成，并通過增加接地板上的L形短截線來實現(xiàn)雙頻特性。通過采用添加去耦縫隙結構，在天線接地板上開三條大小尺寸一樣的槽，該陣列天線可實現(xiàn)2.4GHz和5.8GHz頻帶，用于無線局域網(wǎng)（WLAN）應用，工作頻帶中的兩個天線元件之間的隔離度大于20dB。工作頻帶中的包絡相關系數(shù)（ECC）小于0.01，這表明它在MIMO系統(tǒng)中具有出色的性能。圖1.3天線接地板開槽的MIMO天線[9]文獻[17]設計并制造了一種新穎的由兩個元件組成的雙頻帶4形印刷多輸入多輸出（MIMO）天線系統(tǒng)。覆蓋的低頻段為803-823MHz，覆蓋的高頻段為2440-2900MHz。在兩個天線元件之間使用有缺陷的接地平面結構（DGS）之后，兩個元件之間的隔離在低頻帶中大于17dB。印刷MIMO天線系統(tǒng)的整體尺寸為50×100×1.56mm

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。在天線的結構中，在天線的接地板上開槽或者挖縫，相當于改變了接地板表面的電流分布，能有效的抑制被激勵天線端口流向非激勵天線端口的耦合電流，能夠有效的提高天線單元間的隔離度，降低相關性。這種方法簡單易于實現(xiàn)，但是要考慮開槽或者縫隙的尺寸以及位置不惡化阻抗匹配和天線的輻射方向圖。1.2.2中和線技術解耦2006年，AliouDiallo等學者提出了中和線結構解耦，通過在天線單元間連接一條或幾條直的或者彎折的微帶線進行解耦的方法叫做電流中和線解耦法。需要考慮加入中和線的位置，形狀，及其長度寬度尺寸，這些可能都會影響天線結構的匹配以及端口之間的隔離。文獻[18-28]都通過采用了中和線結構來降低天線之間的相關性，提高隔離度。文獻[18-21]是在天線結構之間連接了一條中和線來降低天線端口之間的耦合，只是中和線的連接位置有所區(qū)別。文獻[18-19]都是在天線單元之間添加了中和線，文獻[18]提出了一種使用中和線端口解耦的二單元輸入多輸出（MIMO）天線系統(tǒng)，如圖1.4所示，該系統(tǒng)可應用于無線USB加密狗應用的天線。兩個單極子天線位于系統(tǒng)PCB板的兩個相對角上，并由一個小的部分天線接地板隔開，該天線接地板部分用作天線饋電網(wǎng)絡，一條0.3mm寬的倒U型曲折中和線連接在兩個天線單元之間，增加了一條新的耦合路徑，可以有效地改善天線端口的隔離。而且本研究中的中和線占用的電路板空間很小，不用加大天線尺寸，不需要對天線接地板進行常規(guī)優(yōu)化修改即可減輕相互耦合。測量的兩個單極天線在2.4GHz頻段上可以達到阻抗匹配，駐波比VSWR為2，符合WLAN操作所需的帶寬范圍，天線之間的隔離度均低于19dB，比沒有中和線時隔離度提高了10dB，峰值增益可以達到2.1dBi，輻射效率大約可以達到70%。文獻[20]提出了一種用于移動終端的寬帶印刷雙天線系統(tǒng)。由兩個對稱天線單元和一條中和線（NL）組成的雙天線被印刷在印刷電路板上，如圖1.5所示，天線元件是帶有接地分支的F型單極子天線，兩個天線單元呈對稱分布，倒U型的中和線連接在中間部分的天線接地板上，天線系統(tǒng)由50的微帶線進行饋電，本研究中基于S參數(shù)和表面電流分布，分析了雙天線的工作機理，在增加了中和線以后，新增了電流路徑，流向端口1的電流大大減少，此時電流集中分布在中和線線上，所以有效的降低了兩個端口之間的彼此耦合。天線的原型測得的-10-dB阻抗帶寬為1.09GHz（1.67-2.76GHz），測得的互耦合在1.7-2.76-GHz頻段低于-15dB。它涵蓋了GSM1800，GSM1900，UMTS，LTE2300，LTE2500和2.4GHzWLAN頻段。測量天線的輻射圖，天線具有良好的分集性能。圖1.4中和線連接在天線單元的MIMO天線[12]圖1.5中和線連接在接地板的MIMO天線[14]文獻[22-25]是在天線結構之間連接了兩條中和線來降低天線端口之間耦合的雙頻MIMO天線。文獻[23]利用兩條中和線在每個輻射貼片的邊緣每一側連接兩個天線單元，來減少雙頻微帶天線陣列的相互耦合，每條中和線的長度對應微帶天線的諧振頻率的二分之一，較長的中和線可在較高的工作頻帶上實現(xiàn)高隔離度，可以獲得高達25dB的隔離度，較短的中和線可在較低的頻率下使陣列天線解耦，實現(xiàn)高頻35dB的隔離度。天線結構如圖1.6所示。圖1.6利用兩條中和線的雙頻MIMO天線[17]文獻[26-28]利用了多條中和線來降低天線端口之間的相互耦合，以前的研究者指明了中和線技術解耦的原理是中和線從被激勵天線單元處增加一部分電流路徑，并且可以把電流返回給非激勵天線單元，讓它能夠產生與未加中和線之前相反的耦合。這樣激勵天線單元就可以很好的抑制對對非激勵天線單元的影響。從而降低天線單元間的彼此耦合。中和線的長度和寬度以及中和線的連接位置都會影響增加的電流路徑以及解耦的效果，中和線一般只能在單頻段或者窄帶處實現(xiàn)解耦效果，因為對于不同的工作頻點，中和線對應的長度也不一樣，這極大的限制了中和線在多頻帶內的應用。文獻[27]研究了一種用于移動終端的寬帶印刷雙天線。天線結構圖如圖1.7所示，雙天線由兩個對稱天線元件和三條中和線(NLs)組成，這三條中和線減少了寬帶內的相互耦合。為了深入了解中和線的連接位置以及長度，寬度大小對解耦的影響，建立了等效的電路模型，根據(jù)參數(shù)、表面電流分布的方法，分析了三種NLS的工作機理，三條中和線彼此影響彼此抑制。如果三個新的耦合電流和原始的耦合電流被設計成一個適當?shù)闹?，則相互耦合接近于零。由于新的耦合電流隨頻率的變化而變化，它不能用單個NL補償寬帶內的原始耦合。對于NLS1、2和3有不同的參數(shù)，新的相互耦合是不同的，隨頻率的變化也是不同的。因此，這三種新的相互耦合可以補償寬帶內的原始耦合。這是最重要的使用三個NLs來獲得一個寬的解耦帶寬的想法，該帶寬并被組合以適應一個寬的頻帶內，從而實現(xiàn)終端的多頻段解耦。一個原型表明，測量到的-10dB阻抗帶寬為1.3GHz(1.62-2.92GHz)，并且測量到的相互之間在1.66-2.84GHz波段，耦合小于15dB。它涵蓋GSM1800、GSM1900、UMTS、LTE2300、LTE2500和2.4GHzWLAN波段。由于中和線結構不占用天線單元以外的空間，自從被提出就獲得了廣泛的實際應用，設計者可以仿真軟件對中和線和天線單元進行調諧、聯(lián)合優(yōu)化。圖1.7連接三條中和線的MIMO天線[21]1.2.3添加枝節(jié)結構解耦適當?shù)奶砑犹炀€寄生枝節(jié)結構也是常用的降低天線之間的相互耦合的有效方法，一般添加在天線接地板上，此時就會產生額外的耦合路徑，新增界的耦合路徑產生的耦合能量可以與原來天線之間的耦合能量幅度相同，相位相反，相互抵消，降低天線之間的相互干擾，提高天線之間的隔離度。在金屬天線地板上延伸額外的枝節(jié)，會制造出沿此枝節(jié)分布的電流路徑，適當抑制了從激勵端口到非激勵端口的電流，能夠起到隔離作用，有時候還可以作為能量反射板。添加枝節(jié)的時候主要考慮：（1）枝節(jié)結構所添加的位置；（2）枝節(jié)結構的形狀。文獻[29-36]都采用了不同結構的枝節(jié)實現(xiàn)了天線的解耦功能。文獻[31]提出了一種基于耦合傳輸線諧振結構的高隔離度MIMO濾波天線。提出的天線結構如圖1.8所示，該天線是在低成本的FR-4基板上制造的，厚度為1mm，本設計采用中軸對稱結構研究距離對天線耦合的影響，當兩個天線元件之間的距離相對較近時，由于強耦合，天線的濾波性能明顯變差。為了保證濾波器天線單元能正常工作在不占用較大電路尺寸的情況下，需要引入兩個天線端口之間的解耦單元，通過開槽和地板上樹形結構的解耦的引入，以減少天線單元之間的耦合，改善端口隔離，使兩個端口的隔離度達到15dB以上。文獻[36]提出了一種緊湊的多輸入多輸出（MIMO）天線，尺寸為38.5×38.5mm

2，天線結構如圖1.9所示，用于具有帶陷波功能的超寬帶（UWB）應用。由具有UWB性能的兩個偏置微帶饋電天線元件組成，為了實現(xiàn)高隔離度和極化分集，將天線元件彼此垂直放置，輻射元件之間的寄生T形條被用作去耦結構，以進一步抑制相互耦合。另外，通過在地面上刻蝕一對L形縫隙來實現(xiàn)5.5GHz的陷波帶。實驗結果表明，該天線的阻抗帶寬為3.08-11.8GHz，反射系數(shù)小于-10dB，除了5.03-5.97GHz的抑制帶，隔離度高于-15dB,包絡相關系數(shù)小于0.02。圖1.8添加樹形枝節(jié)的MIMO天線[25]圖1.9添加T型枝節(jié)的MIMO天線[30]通過采用地枝結構進行解耦的設計有很多研究實例，地枝結構的類型取決于天線的形式，可以增加電流路徑，也需要優(yōu)化一定的時間。1.2.4采用諧振結構解耦在天線單元之間適當放置諧振單元或者一定的周期性結構采用可以提高天線單元間隔離，加入諧振結構可以使電流圍繞在諧振單元附近分布，有效抑制了激勵端口流向非激勵端口的的電流分布，降低了兩個端口之間的相互干擾性，提高了隔離度。文獻[37-43]使用了不同的諧振結構來降低天線單元之間的彼此耦合，文獻[38]中，研究者提出了一種使用緊湊的平面螺旋線（PSL）結構的用于兩個緊密放置的雙頻帶平面倒F天線（PIFA）的雙頻帶隔離增強技術，該去耦結構的尺寸小于0.15λ×0.1λ，可以靈活地應用于各種實際的多輸入多輸出系統(tǒng)。其整體幾何形狀由兩條倒L形金屬條和螺旋線組成，尺寸為18.6×10mm2.矩形金屬條的尺寸為10×4.8mm2，連接ED到地面的距離為9毫米，在倒L型金屬條之間，懸掛兩條寬度為0.2mm的方形螺旋帶，它們分別印在天線的頂層和底層，并通過0.2毫米鍍通過鉆的金屬過孔連接，兩個方形螺旋帶的詳細幾何形狀如圖所示1.10所示。通過采用這種結構，可以將下層的電流通過螺旋線的過孔傳輸?shù)教炀€的上層，反之亦然，上層的電流通過螺旋線的過孔傳輸?shù)教炀€的下層，新添加的電流路徑帶走了從初始路徑到激發(fā)端口1的很大一部分表面耦合電流。所以兩個天線的隔離度得到了提高，兩個PIFA（端口距離為0.1λ）可以在較低頻段（2.4-2.483GHz）和較高頻段（5.25-5.9GHz）內分別實現(xiàn)優(yōu)于20.3和26.7dB的高隔離度。文獻[5]是將天線接地板開槽與諧振結構一起使用來提高天線的隔離度。圖1.10諧振結構解耦的MIMO天線[32]采用諧振結構能夠極大的降低天線單元間的彼此耦合，但是在金屬天線地板上腐刻出一定的周期性結構設計過程比較復雜，加工和仿真都不容易實現(xiàn)，尤其誤差會比較大。1.2.5解耦網(wǎng)絡解耦還有一些文獻[44-49]中通過在天線的饋電端口添加解耦網(wǎng)絡降低饋電耦合。在天線結構中。被激勵天線單元處會產生耦合電流產生的耦合能量會直接耦合至輸出端口，因此

必須一開始就要防止此耦合能量進入輸出端口。一般通過組合電解電容(用于低頻去耦)、陶瓷

電容(用于高頻去耦)來完成，或者微帶結構、集總參數(shù)LC或者微帶加集總，也有可能使用鐵氧體磁珠。解耦的原理是在被激勵天線單元處耦合一部分電流與未加解耦網(wǎng)絡前的電流相互抵消，達到解耦的目的。在文獻[44]中，小于半個波長的元件間距會在緊湊型天線陣列的端口之間引入強大的互耦合，強耦合會導致系統(tǒng)性能顯著下降。去耦網(wǎng)絡可以補償相互耦合?？梢允褂媚Ｊ金侂娋W(wǎng)絡實現(xiàn)端口解耦。在輸入端口之一上輸入信號，該饋電網(wǎng)絡根據(jù)陣列散射參數(shù)矩陣的特征向量之一來激勵天線元件。在本文中，描述了一種新穎的四單元天線陣列。陣列的饋電網(wǎng)絡被設置為帶狀線中具有四個耦合線部分的平面環(huán)形電路，新配置大大減小了尺寸，從而使陣列非常緊湊。文獻[45]中，本文提出了一種減少兩個任意天線之間相互耦合的替代方法。在此設計中，使用任意功率分配的環(huán)形混合作為本征模式饋電網(wǎng)絡，可以將兩個任意緊密間隔的天線解耦。然后可以獨立執(zhí)行輸入端口匹配。盡管可以以相同方式解耦兩個其他類型的天線，但考慮了工作在900MHz的印刷單極天線和平面倒F天線（PIFA）。當兩個天線緊靠放置時，在900MHz時，可以實現(xiàn)優(yōu)于25dB隔離的去耦。文獻[46]中提出了一種用于兩天線單元緊密間隔的天線陣列的可調解耦和匹配網(wǎng)絡（DMN）。DMN實現(xiàn)了陣列本征模式的匹配，因此在保持電路較小的同時，隔離并匹配了系統(tǒng)端口。緊密間隔的導線和微帶單極對陣列用于演示所提出的DMN。發(fā)現(xiàn)通過使用該DMN，可以將具有不同長度的單極子用于設計頻率，這增加了設計靈活性。此屬性還允許僅使用DMN進行頻率調諧，而不必更改天線的長度。當天線之間的間隔為0.05λ時，提出的DMN僅使用一個變容二極管來實現(xiàn)18.8％的調諧范圍，回波損耗和隔離度均優(yōu)于10dB，當間距增加到0.1λ時，隔離度優(yōu)于15dB。圖1.11采用解耦網(wǎng)絡的MIMO天線[39]圖1.12采用解耦網(wǎng)絡的MIMO天線[40]采用解耦網(wǎng)絡進行解耦對天線的具體形式?jīng)]有要求，一般是先設計天線單元，根據(jù)端口的參數(shù)，然后再設計解耦網(wǎng)絡結構，額外增加的電容電感需要考慮其適用性，高低頻解耦的不同處理方式，結合諧振網(wǎng)絡的理論知識，降低了設計的難度，較容易實現(xiàn)。1.3論文的主要工作及結構安排論文的主要成果如下：1.設計了一種能夠工作在頻率為2.45GHz，5.2GHz，5.8GHz，覆蓋WLAN帶寬的雙頻帶平面倒F天線。實現(xiàn)PIFA的雙頻工作。將所設計的天線進行二單元組陣排列，得到二單元MIMO天線，通過加載枝節(jié)來降低天線單元彼此之間的耦合，隔離度達到25dB，仍可覆蓋WLAN帶寬。2.設計了一種基于改進型中和線的MIMO天線。天線單元可工作在，相對帶寬達到，天線單元間的隔離度大于，天線的實際測量與仿真結果達到一致。3.設計了一種四單元MIMO天線。重疊頻帶為2.34-2.58GHz，相對帶寬為10%，天線單元間的隔離度大于16.5dB。將所設計的天線進行四單元組陣排列，得到四單元MIMO天線本論文的結構安排如下：第一章為緒論，介紹了MIMO天線技術的研究背景和意義以及將MIMO天線與解耦技術相結合的優(yōu)勢，闡述了國內外學者對MIMO天線的研究現(xiàn)狀。介紹了幾種解耦設計方法。第二章首先，設計了一款可以工作在WLAN頻段的平面倒F天線，可以實現(xiàn)雙頻，然后對基礎的天線單元進行排列組合得到二單元MIMO天線，其次根據(jù)天線的隔離度要求，對天線進行了解耦設計，分別添加了I型枝節(jié)和T型枝節(jié)進行解耦，仿真和測量結果表明，當S11=-10dB時，產生2.45GHz和5.2GHz的諧振頻率，在低頻段的時候隔離度最高達到27.3，在高頻段的時候，隔離度最高達到40，而且天線可以實現(xiàn)全向輻射，符合天線基本要求。第三章設計了一種基于加載中和線技術解耦的小型化二單元MIMO天線，首先分析了中和線技術解耦的原理，然后比較了中和線加載的位置以及尺寸大小，最后通過優(yōu)化參數(shù)設計了工作于2.45GHz，5.2GHz的雙頻率解耦天線，仿真和測試結果表明，添加解耦網(wǎng)絡后，雙天線間的耦合降低了30dB以上，天線獲得良好的性能。第四章設計了四單元MIMO天線，通過MIMO天線的解耦技術的綜合應用來降低四個單元彼此之間的耦合度，通過開槽，加枝節(jié)以及加載中和線一起完成四單元的解耦，優(yōu)化參數(shù)，四單元MIMO天線最終實現(xiàn)彼此端口之間高于25dB的隔離度。第五章對全文進行總結，分析了研究中存在的問題并確定后續(xù)工作的研究方向。第二章枝節(jié)解耦的MIMO天線2.1引言在MIMO天線中，天線的數(shù)目和間距是影響系統(tǒng)參數(shù)的重要因素，在設計時應注意以下兩點:改進天線結構，采用小型化天線，盡量減小天線尺寸，增大頻率帶寬，便于MIMO系統(tǒng)頻段在一定范圍內做調整;將多個天線的功能集中到-個天線上，用一個天線來代替二個或多個天線，改善方向圖，提高隔離度，降低彼此天線單元之間的干擾，控制(垂直，減小:水平，增大)波瓣寬度提高增益;采用分集技術，減輕衰落的影響，獲得分集增益，提高接收靈敏度。因為現(xiàn)在移動通信技術的快速發(fā)展，對于應用于終端的天線提出了小型化，頻帶寬，多頻段的要求，平面倒F型天線(PlanarInverted-FAntenna)REF_Ref22165\r\h[50]，因其占地板面積小、質量特別輕、剖面非常低、而且容易加工實物，造價成本低，也容易在其上面加載枝節(jié)的結構特點，所以被無線通信行業(yè)廣泛的普遍應用。平面倒F天線（PIFA,PlanarInverted-FAntenna）是由傳統(tǒng)的倒F天線（IFA,Inverted-FAntenna）演變而來，它在繼承了IFA天線低剖面、阻抗易調節(jié)等優(yōu)點的基礎上，將輻射體、接地線、饋電線用有一定寬度的金屬片代替，有效地降低了天線的Q值，拓寬了天線的工作頻帶。對于PIFA，本質上是單極子天線，它是由四分之一波長單極子天線經(jīng)過折疊演變成倒L天線，然后添加短截線和短路結構變成倒F天線，通過改變其中的天線結構參數(shù)就可以實現(xiàn)天線的匹配，不再需要通過額外的匹配電路來實現(xiàn)匹配。因此在實際的應用中，倒F天線應用的比較多。比如文獻REF_Ref22165\r\h[51]分析了一種基于EBG（UPF-EBG）結構的PIFA天線新結構，基于電磁帶隙（EBG）的分形結構具有抑制表面波在給定頻率范圍內傳播的能力，因此可有助于減少微帶天線之間的相互耦合，兩個PIFA之間的EBG，以增加隔離問題。PIFA天線的總尺寸為68mm×40mm×1.6mm，工作頻率約為2.65GHz，已經(jīng)實現(xiàn)了超過30dB的互耦，這是為無線長期演進（LTE）MIMO應用定義的。文獻REF_Ref19974\r\h[52]對PIFAMIMO天線接地平面的采取了矩形縫隙結構進行了解耦，兩天線單元測得的反射系數(shù)為-6dB略低于模擬的-9dB。在諧振頻率下具有32dB的隔離度，文獻REF_Ref21649\r\h[53]提出了一種有效的技術用于增強MIMO移動終端的兩個小間距PIFA之間的隔離，所提出的去耦方法基于T形縫隙阻抗變壓器，并且能夠實現(xiàn)1mm的PIFA間間距。10dB的阻抗帶寬和20dB的隔離帶寬覆蓋2.4GHzWLAN頻段（2.4-2.48GHz），最大隔離度為44dB。本章首先設計了雙頻帶的平面倒F天線（PIFA），將基礎天線單元沿水平方向對稱放置組成二單元MIMO陣列，對二單元天線進行阻抗匹配和解耦分析，分別用加載I型枝節(jié)和T型枝節(jié)來對天線進行解耦，降低兩個天線之間的相互影響，提高端口的隔離度。2.2雙頻PIFA天線的設計2.2.1天線結構本文設計的微帶雙頻單極子天線的結構模型如圖2.1所示。整個天線單元印制在FR4介質板材質上，其相對介電常數(shù)為4.4，損耗角正切為0.02，長度L=25mm，寬度W=26mm,介質層厚度為h=0.8mm。天線由輻射體部分，微帶線部分以及尺寸為25*12mm2的矩形接地板組成，天線接地板與介質基板等寬，輻射體部分與天線的金屬接地板相連接，輻射體部分是由單極子天線彎折連接而成的平面倒F天線，因為將單極子天線進行彎折可以減少天線的尺寸。設計天線的工作中心頻率為2.45GHz，根據(jù)單極子天線的頻率與波長的關系，又結合PIFA天線的長度為中心頻率的四分之一波長，大致計算出天線的長度，可以對天線結構增加枝節(jié)耦合諧振產生雙頻，另一個頻率為5.2GHz。輻射單元可以等效成兩個獨立的諧振枝節(jié)，第一個諧振枝節(jié)路徑為A→B→C部分，有效電長度為24.8mm,小于2.45GHz諧振頻率下對應的四分之一波長，所以產生了WLAN2.45GHz頻段；通過垂直增加一個短的諧振枝節(jié)，長度為3.5mm,寬度為1mm,改變其中一條枝節(jié)的長度，改變了電流的路徑分布，此時的諧振路徑為A→E→D，因此產生了有效電長度為14.5mm,從而產生高頻諧振，實現(xiàn)雙頻工作，所以產生了WLAN5.2GHz頻段，在不改變天線整體尺寸的情況下，使天線的阻抗帶寬變寬。頂層金屬為倒L天線形式為微帶線，長度為17.5mm,寬度為1.5mm,采用耦合饋電的方式激勵，通過微調達到良好的阻抗匹配。具體天線結構尺寸如下表一所示：表Ⅰ天線各部分的尺寸參數(shù)LWw0l1w1l2w2l3w3數(shù)值/mm5026121.517.552122參數(shù)l4w4l5w5l6w6lfwfh數(shù)值/mm1715.813.5120.30.8圖2.1雙頻PIFA天線的結構諧振枝節(jié)的長度對天線的阻抗匹配有所影響，所以我們在設計過程中對天線的長度參數(shù)進行了優(yōu)化調整，具體分析如下：首先研究諧振枝節(jié)C的長度W5對阻抗匹配的影響，如圖2.2（a)所示，此時取諧振枝節(jié)D的長度為3.5mm,寬度為1mm,其余各個結構的參數(shù)為原尺寸常量，選擇W5=3mm,4mm,5mm,6mm,可以看出，當枝節(jié)的長度逐漸增加時，低頻的諧振頻率有向左邊移動的趨勢，諧振頻率從2.52GHz移動到2.42GHz,高頻的諧振頻率集中在5.45GHz附近，但是阻抗帶寬變窄，所以諧振枝節(jié)C主要影響低頻的諧振頻率；然后研究諧振枝節(jié)D的長度W6對阻抗匹配的影響，如圖2.2（b)所示,此時取諧振枝節(jié)C的長度為5.5mm,寬度為1mm,其余各個結構的參數(shù)為依然不變，選擇W6=3mm,3.5mm,4mm,4.5mm,可以看出，當枝節(jié)的長度逐漸增加時，低頻的諧振頻率變化很小，但是高頻的頻率會向左邊移動，帶寬范圍變化不大，所以諧振枝節(jié)D主要影響高頻的諧振頻率，綜合考慮，所以最終選擇W5=5.8，W6=3.5mm達到天線的最佳匹配性能，在頻率為2.45GHz和5.2GHz時產生諧振工作點，而且可以覆蓋帶寬WLAN頻段。 W5對反射系數(shù)的影響（b)W6對反射系數(shù)的影響圖2.2雙頻PIFA天線的反射系數(shù)為了實現(xiàn)多輸入多輸出MIMO通信，第二個天線單元對稱分布在水平方向，形成雙天線布局，此時天線接地板的長度變?yōu)?0mm,介質基板的寬度也變?yōu)?0mm，左邊部分為天線單元1，右邊部分為天線單元2，兩個單元天線端口之間的距離為22.5mm.天線的具體結構如下2.3所示：圖2.3MIMO天線結構2.2.2天線的仿真結果圖2.4天線的仿真結果S參數(shù)運用HFSS仿真軟件求解分析，我們可以得到天線S參數(shù)的仿真結果，如圖2.4所示。從天線的散射參數(shù)可以看出，S11對應的-10dB為2.42GHz-2.53GHz和4.77GHz-6.10GHz，相對帶寬分別達到了4.4%和24%。當天線工作在2.42GHz-2.53GHz時，S21＜-16.8dB，當天線工作在4.77GHz-6.10GHz時，S21可達到-19.5dB。天線的S21參數(shù)直接反映了天線單元之間的互相耦合情況，所以二單元天線直接設置時，兩個天線之間的隔離度沒有達到理想情況，強耦合將導致MIMO系統(tǒng)的相關性比較高，因此需要解耦措施提高天線的隔離度，需要知道天線之間產生耦合的原因，天線之間互耦的分析如下：輻射元件之一到附近的其他輻射元件的能量傳遞即為天線陣列中的互耦,基本上當兩個天線彼此距離越近，相互耦合越高。一個天線部分能量耦合到達另一個天線的端口而不是被輻射，導致天線輻射效率降低。在MIMO多天線通信系統(tǒng)中，引起互耦的主要因素是地板表面波和空間波REF_Ref21649\r\h[54]。地板表面波是指，由天線激勵端受到激勵時與天線接地板形成耦合而引起的地板表面分布電流?？臻g波引起的互耦是指天線單元輻射時，在其輻射場內的另一天線就有可能接收到該天線發(fā)射的電磁波從而引發(fā)干擾，換句話說就是由于輻射場的作用，MIMO天線單元發(fā)射出去的部分能量被耦合到另一個天線單元上。根據(jù)[55]電場強度與半徑的公式（2-1）（2-2）可知，（2-1）（2-2）（2-3）（2-4）（2-5）（2-6）（2-7）（2-8）根據(jù)近場區(qū)的公式（2-3）（2-4）（2-5）可知，在近場區(qū)域時，電場強度與r3成反比，磁場強度與r2成反比，兩者受到r的影響較大，當r較小即天線間距較小時，兩天線間的相互影響就不可忽略，從而產生耦合。根據(jù)遠場區(qū)的公式（2-6）（2-7）（2-8），在遠場區(qū)域電偶極子主要沿r徑向對外輻射電磁波，且電磁場的強度均與r成反比。這表明，隨著輻射距離的增大遠場區(qū)域電磁波衰減較快，即在天線間距較大時相互之間的影響可忽略不計。2.3添加I型枝節(jié)解耦設計2.3.1添加I型枝節(jié)解耦的天線結構結合以上天線之間互耦的原因分析，所以針對天線結構的解耦進行了探討，本文通過在兩個單元天線之間增加一個I型枝節(jié)，長度lf=12mm,寬度wf=0.3mm，用于改善兩個單元天線的隔離度，天線結構如圖2.5所示。圖2.5添加I型枝節(jié)的MIMO天線結構2.3.2添加I型枝節(jié)的仿真結果分析圖2.6添加I型枝節(jié)的MIMO天線S參數(shù)圖2.6是天線結構加了I型枝節(jié)的仿真S參數(shù)，對比圖2.4與圖2.6可以看出，加了連接線以后[53]，低頻段的諧振頻率從2.47GHz移動到2.45GHz，高頻段的諧振頻率從5.33GHz移動到5.2GHz，頻率范圍分別為2.39GHz-2.53GHz和4.57GHz-6.02GHz，覆蓋了無線局域網(wǎng)WLAN(2.4GHz-2.484GHz、5.15GHz-5.25GHz、5.725GHz-5.825GHz）頻帶，相對帶寬分別達到了5.7%和27.8%，與圖2未加枝節(jié)結構的天線的S參數(shù)對比，天線在低頻的隔離度由之前的16.8dB優(yōu)化到19.3dB，提高了約2.5dB，高頻的隔離度由之前的19.5dB提高到24.6dB，提高了約5.1dB，在整個WLAN（2.45GHz/5.2GHz）工作頻段，天線雙端口之間的隔離度均小于-19dB。圖2.7MIMO天線的表面電流分布圖2.7是MIMO天線的表面電流分布，天線左邊端口1激勵，右邊端口2接匹配負載。當天線工作在2.45GHz時，對比2.7(a)與2.7(b)可知，加了I型枝節(jié)以后部分電流流向I型枝節(jié)，流向端口2的電流減弱；當天線工作在5.2GHz時，對比2.7(c)與2.7(d)可知加了I型枝節(jié)以后，端口2的電流基本沒有，所以I型枝節(jié)改善了雙端口的耦合，減弱了兩個天線單元之間的相關性。圖2.8展示了天線在2.45GHz和5.2GHz時的二維輻射方向圖，從圖2.8(a)可以看出，天線在低頻2.45GHz時，天線在E面方向圖近似為“8”字形，H面的主極化基本為圓形，呈現(xiàn)全向輻射特性，交叉極化很小，增益達到了3.0dBi。從圖2.8(b)可以看出，天線在高頻5.2GHz時，主極化方向圖近似橢圓，基本呈現(xiàn)全向輻射特性，最大增益約為4.37dBi。雖然天線在高頻5.2GHz的輻射方向圖沒有在低頻時5.2的方向圖好，天線由于彎折，交叉極化變大，但是仍然趨近于傳統(tǒng)的輻射方向圖，所設計的天線具有很好的穩(wěn)定性。（a）2.45GHz(b)5.2GHz圖2.8I型枝節(jié)解耦的MIMO天線的輻射方向圖2.4添加T型枝節(jié)解耦設計2.4.1添加T型枝節(jié)解耦的天線結構在以上設計的天線單元中添加I型枝節(jié)結構對天線低頻段的的解耦效果不是很明顯，所以考慮添加別的形狀的枝節(jié)來提高雙頻段的隔離，在天線接地板上添加T型枝節(jié)來降低兩個天線之間的互耦，但是位置添加在哪里，長度寬度是需要考慮的問題，添加T型枝節(jié)解耦的天線結構設計具體如下：天線的結構如下圖2.7所示，在原來無任何解耦結構的二單元天線的中間位置添加一個較短的T型枝節(jié)，為了讓T型枝節(jié)的豎直長度長一些，所以在天線接地板的中間部分挖兩個小尺寸矩形的縫隙，長度為l10，寬度為w10，以天線中心為軸對稱放置，后來在天線的接地板的左右兩側也開了兩個對稱的小縫隙，長度為l9，寬度為w9，因為可以減少電流在接地板上的分布，所以對阻抗匹配和天線單元之間的解耦也有影響，豎直長度略高于天線為15mm，寬度為1mm,此時只能改善高頻段的隔離，為了降低低頻段的隔離，在T型枝節(jié)上面又增加了一個水平枝節(jié)，將枝節(jié)的兩側均進行了彎折處理，水平方向的較長枝節(jié)總為19mm,兩邊均略微向下彎折1mm，較短枝節(jié)總為14mm,兩邊也略微向下彎折1mm，增加的彎折的部分可以增加高頻的帶寬以及改善隔離度。結構天線的饋電方式也做了調整，由微帶線饋電調整為同軸饋電，同時天線的微帶線部分也做了階梯漸變結構，為了能獲得較高的帶寬。添加了T型枝節(jié)，天線兩個頻率的隔離度都得到了明顯的提高，因為添加枝節(jié)會略微影響天線的阻抗匹配和諧振頻率，所以同時天線的尺寸通過優(yōu)化參數(shù)也略做了調整，此時的W5變?yōu)?.3mm，W6變?yōu)?.5mm，優(yōu)化的天線具體尺寸如下表2。為了更好的說明T型枝節(jié)工作的原理，給出了添加T型枝節(jié)的電流表面分布圖,如圖2.10所示。表2天線各部分的尺寸參數(shù)l7w7l8w8l9w9l10w10w11數(shù)值/mm1711212.80.51.5312圖2.9加載T型枝節(jié)的MIMO天線結構天線結構上的電流分布可以很大程度上看出來兩個端口之間的相互耦合程度，可以通過查看天線結構上的電流分布圖，了解T型枝節(jié)的工作原理以及解耦效果，天線的端口一設置成激勵的端口，端口二設置成終端負載，當天線工作在2.45和5.2GHz的諧振頻率時，添加T型枝節(jié)的電流分布及其強度圖如圖2.10所示。與圖2.7(a)中，初始天線即沒有任何去耦結構的電流分布圖相比，左邊天線單元上激勵起的電流通過天線接地板上表面波電流與右邊的天線單元產生耦合，端口之間有強烈的耦合；圖2.7(b)加了連接線的表面電流雖然有部分分布在連接線上，但是依然有電流流入天線單元2；當引入T型枝節(jié)和天線接地板縫隙的去耦結構后，天線接地板縫隙和地枝節(jié)均處于諧振狀態(tài)，左端的天線被激勵時，右邊的未被激勵的天線單元不受到左邊天線單元的影響，幾乎沒有電流分布，原本流向右邊天線單元的電流此時都集中在了新增加的T型枝節(jié)上，同時右邊端口2上也幾乎沒有電流分布，所以降低了天線單元之間的相互干擾，進一步提高了天線端口間的隔離，這也表明天線之間的隔離與天線接地板上的表面電流有關。(a)底層天線接地板上的表面電流圖（b）頂層天線上的表面電流圖圖2.10MIMO天線的表面電流分布2.4.2參數(shù)分析研究增加的枝節(jié)的個數(shù)對天線的耦合影響情況，具體分析如圖2.11所示，分別研究了只增加一個T型枝節(jié)的天線1，上面再增加一個枝節(jié)的天線2，將枝節(jié)兩側都彎折1mm的天線3的S21參數(shù)，從圖2.11可以看出，天線1的高頻段隔離得到明顯提高，在5.2GHz時，可以達到30dB,但是低頻段的隔離惡化到了12dB；天線2的高頻段隔離可以降到38dB，低頻段的隔離也有所下降，但是所需帶寬范圍內的隔離仍需提高；天線3的隔離在4.9GH時可以達到58dB，同時低頻段的隔離也可以在帶寬范圍內達到30dB,綜上所述，添加T型枝節(jié)實現(xiàn)了兩個天線單元之間的解耦。研究T型枝節(jié)的長度對天線的S21影響。如圖2.12所示，當L7=13mm,L8=8mm時，天線低頻處的隔離沒有得到改善，當L7=17mm,L8=12mm時，不論是高頻還是低頻段的隔離都得到了改善，此時的隔離度最好；當L7=21mm,L8=16mm時，枝節(jié)長度增加，但是雙頻段處的隔離都有所降低了，所以經(jīng)過優(yōu)化比較，選擇L7=17mm,L8=12mm為T型枝節(jié)最佳解耦長度。因為在天線的接地板上添加的T型枝節(jié)，所以會有些改變天線結構的有效電流長度，導致頻率會發(fā)生偏移，所以適當調整原來天線的尺寸，使天線依然可以工作在2.45GHz和5.2GHz,將天線的參數(shù)w5和w6設置成變量來研究天線結構對阻抗匹配以及隔離度的影響，w5的范圍從4.3-5.8mm,w6圖的范圍從2-3mm，從2.9中可以看出，天線的諧振長度會影響天線的阻抗帶寬，當W5逐漸增大時，天線在低頻處的諧振會向左偏移，而且低頻的帶寬會變窄，主要影響