具有同步續(xù)流的電動(dòng)車用直流電機(jī)控制器設(shè)計(jì)-設(shè)計(jì)應(yīng)用

精品文檔-下載后可編輯具有同步續(xù)流的電動(dòng)車用直流電機(jī)控制器設(shè)計(jì)-設(shè)計(jì)應(yīng)用摘要:由于直流電機(jī)控制器是電動(dòng)車中的部件,又是故障率的部件,其損壞的主要原因是車輛持續(xù)重載運(yùn)行時(shí)控制器功耗過大,而控制器通常又都安裝在較密閉的空間里,通風(fēng)不良,散熱條件差,若功耗大就會(huì)造成溫度快速升高,容易發(fā)生過熱損壞。

針對(duì)當(dāng)前直流電機(jī)控制器續(xù)流損耗大、效率低的問題,提出了基于同步續(xù)流的直流電機(jī)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案,通過Matlab建立系統(tǒng)仿真模型,進(jìn)行相關(guān)仿真研究來(lái)驗(yàn)證方案的可行性,大量的仿真研究結(jié)果證明了設(shè)計(jì)方案的正確性。

1引言

作為電動(dòng)車關(guān)鍵機(jī)電元件的電機(jī),無(wú)論是在品種上,還是在數(shù)量上都得到了迅猛發(fā)展。特別是隨著功率半導(dǎo)體器件和控制技術(shù)的發(fā)展,其電控技術(shù)也日趨完善,晶體管控制使可靠性大大提高。當(dāng)電機(jī)工作于啟動(dòng)、制動(dòng)、堵轉(zhuǎn)、過載等方式時(shí),短時(shí)間內(nèi)電機(jī)和控制器中的電流都很大,甚至數(shù)倍于額定電流,持續(xù)時(shí)間越長(zhǎng),對(duì)控制器構(gòu)成的威脅就越大,功耗也隨之上升,再加上其工作環(huán)境密閉,很容易發(fā)生過熱損壞。當(dāng)前,降低功耗不僅成為節(jié)電的必由之路,并且被賦予了環(huán)保的神圣使命。因此直流電機(jī)控制器的設(shè)計(jì)者們都十分關(guān)心功耗問題,這也是目前電動(dòng)車市場(chǎng)進(jìn)一步繁榮所必須關(guān)心的因素。

為了使控制器和電機(jī)的短時(shí)過載能力相匹配,目前的辦法主要就是靠選用大功率半導(dǎo)體器件或加大控制器散熱面積來(lái)解決。這樣并沒有真正降低功耗,反而增加了控制器成本和體積重量。所以在一些對(duì)電機(jī)控制器的體積和重量有嚴(yán)格要求的場(chǎng)合,這種方法就無(wú)能為力了。

電機(jī)控制器本身是一種功率變換器件,自身需要消耗一定的電能,而自身消耗電功率越大,控制器的效率就越低。經(jīng)試驗(yàn)發(fā)現(xiàn),控制器的功耗主要來(lái)自功率開關(guān)管和續(xù)流二極管,其*率開關(guān)管的功耗主要有開關(guān)功耗和導(dǎo)通功耗,這兩部分功耗是可以通過選取開關(guān)速度快,通態(tài)電阻小的功率元件來(lái)得到控制。而續(xù)流二極管產(chǎn)生的續(xù)流功耗則很難降低,即使選用導(dǎo)通壓降很低的肖特基二極管,導(dǎo)通壓降也至少在0.6V以上,隨著續(xù)流電流的上升其壓降還會(huì)進(jìn)一步增大,那么在續(xù)流二極管上產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)續(xù)流功耗占了整個(gè)控制器功耗相當(dāng)大的比例。

2同步續(xù)流工作原理

同步續(xù)流技術(shù)是一種實(shí)現(xiàn)同步續(xù)流管的柵極、源極間的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與同步續(xù)流管的漏極、源極之間開關(guān)同步的手段或方法。直流電動(dòng)機(jī)控制系統(tǒng)多采用脈沖寬度調(diào)制(pulsewidthmodulationPWM)斬波控制方式,并采用H型可逆的PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng),H型可逆的PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)按照控制方法的不同,還可以劃分為雙極式H型可逆的PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng),單極式H型可逆的PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng),以及受限單極式H型可逆的PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng),以雙極式H型可逆的PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)的同步續(xù)流來(lái)說,就是采用MOSFET代替雙極式H型可逆PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)中的續(xù)流二極管,達(dá)到降低驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)的續(xù)流損耗,以達(dá)到提高控制系統(tǒng)整體工作效率的目的。

2.1PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)

如圖1所示,為H型雙極可逆PWM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng),PWM功率轉(zhuǎn)換電路由4個(gè)開關(guān)管和4個(gè)續(xù)流二極管分別并聯(lián)組成,單電源供電。當(dāng)電機(jī)正轉(zhuǎn)時(shí),V1開關(guān)管根據(jù)PWM控制信號(hào)同步導(dǎo)通或關(guān)斷,而V2開關(guān)管則受PWM反向控制信號(hào)控制,V3保持常閉,V4保持常開。當(dāng)電機(jī)反轉(zhuǎn)時(shí),V3開關(guān)管根據(jù)PWM控制信號(hào)導(dǎo)通或關(guān)斷,而V4開關(guān)管則受PWM反向控制信號(hào)控制,V1保持常閉,V2保持常開。

直流電機(jī)在一個(gè)PWM周期中,電流交替呈現(xiàn)再生制動(dòng)、電動(dòng)、續(xù)流電動(dòng)、耗能制動(dòng)四種狀態(tài),當(dāng)電機(jī)處于以上任一種工作狀態(tài)之一時(shí),如果采用MOSFET替代開關(guān)管與二極管的并聯(lián)組合并進(jìn)行同步續(xù)流后,不但能執(zhí)行原開關(guān)管與二極管并聯(lián)組合的全部功能,同時(shí)還能降低驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)中電機(jī)電樞電流的續(xù)流損耗。

圖1直流電機(jī)的PWM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)

2.2MOSFET工作特性

圖2MOSFET的簡(jiǎn)化模型及工作特性曲線。

圖2所示為MOSFET的簡(jiǎn)化模型及工作特性曲線,通過觀察,不難發(fā)現(xiàn),作為主開關(guān)的MOSFET工作在象限,是硬性開關(guān),要求開關(guān)速度快,以減少開關(guān)損耗;而作為同步續(xù)流/整流用的MOSFET工作于第三象限,要求MOSFET具有導(dǎo)通電阻小,體二極管反向恢復(fù)電荷小,柵極電阻小和開關(guān)特性好的特點(diǎn)。同時(shí),MOSFET器件作為一種電力場(chǎng)控效應(yīng)管,特別適合作為低壓大電流環(huán)境下系統(tǒng)的開關(guān)組件,器件本身具有突出的特點(diǎn):

1)導(dǎo)通電阻小,負(fù)載電流大,輸入阻抗高,驅(qū)動(dòng)功率小,驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單;2)導(dǎo)通電阻具有正的溫度系數(shù),電流加大時(shí),溫度升高,電阻加大,對(duì)電流起自動(dòng)限流的作用,不會(huì)產(chǎn)生二次擊穿的現(xiàn)象;3)漏極電流具有負(fù)的溫度系數(shù),因此多個(gè)MOSFET可以并聯(lián)使用,能夠?qū)崿F(xiàn)功率管間的自動(dòng)均流;4)開關(guān)速度快,工作頻率高。

大多數(shù)的實(shí)驗(yàn)研究均利用了MOSFET的單向?qū)щ婇_關(guān)特性,忽略了MOSFET優(yōu)良的雙向溝道導(dǎo)電特性,本文充分的利用了MOSFET處于第三象限的漏極、源極伏安特性,實(shí)現(xiàn)了電機(jī)電樞電流的同步續(xù)流,達(dá)到了提高控制器續(xù)流效率的目的。

同步續(xù)流技術(shù)的關(guān)鍵就是利用MOSFET的第三象限工作特性,代替續(xù)流二極管工作,處于第三象限工作于同步續(xù)流狀態(tài)的MOSFET,其導(dǎo)通壓降隨電流的增大線性的增長(zhǎng),工作于同步續(xù)流狀態(tài)的MOSFET可以視為一個(gè)具有固定阻值的電阻,即通態(tài)電阻。通態(tài)電阻的值為特性曲線的斜率,由柵極電壓控制,柵極電壓越高,導(dǎo)通電阻越小。當(dāng)MOSFET的漏極、源極反向壓降達(dá)到一定數(shù)值,MOSFET的體二極管導(dǎo)通,導(dǎo)通壓降為固定值。以上分析說明,MOSFET的導(dǎo)通壓降和導(dǎo)通損耗隨著續(xù)流電流的上升而增加,并且導(dǎo)通壓降與續(xù)流電流成正比關(guān)系,增長(zhǎng)速度較快;續(xù)流二極管本身的導(dǎo)通壓降會(huì)隨著導(dǎo)通電流的增加趨于飽和。

2.3同步續(xù)流對(duì)系統(tǒng)工作效率的影響

對(duì)于本文設(shè)計(jì)的直流電機(jī)的驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)來(lái)說,其特點(diǎn)是在處于低壓大電流的工作環(huán)境中,仍然具有較高的功率密度和瞬態(tài)響應(yīng)。由于普通大功率二極管的正向?qū)▔航迪鄬?duì)較大(一般在0.7V～1.0V之間),即使是肖特基二極管的正向?qū)▔航狄埠茈y低于0.3V,因而續(xù)流二極管的續(xù)流損耗占總損耗的比例很大,在之考慮續(xù)流損耗的概況下,可以等到驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)效率和續(xù)流二極管壓降的近似關(guān)系為:

其中,VDF為對(duì)應(yīng)電機(jī)電樞電流為Ia時(shí),續(xù)流二極管的正向?qū)▔航?α為續(xù)流二極管續(xù)流損耗以外的驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)損耗與輸入功率的比值。

圖3所示為由式(1)所確定的效率η隨VDF/Ea,并以α為參量的變化曲線。從圖4可以看出,隨著電機(jī)端電壓Ea的降低,二極管壓降VDF的降低,續(xù)流二極管的壓降將逼近Ea,那么整個(gè)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)的效率將進(jìn)一步降低?？梢?續(xù)流二極管的管壓降較高是限制整個(gè)直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)效率低下的主要因素。

圖3控制器效率曲線。

采用通態(tài)電阻很小的MOSFET代替二極管并進(jìn)行同步續(xù)流,可以極大程度上的降低續(xù)流損耗,提高驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)的工作效率。與傳統(tǒng)的續(xù)流二極管相比,采用MOSFET進(jìn)行同步續(xù)流的優(yōu)點(diǎn)是正向壓降小,阻斷電壓高,反向電流小,動(dòng)作時(shí)間短,也就是說,在低壓適當(dāng)電流的工作條件下,由于MOSFET的導(dǎo)通電阻很小,即使電流偏大,同步續(xù)流MOSFET的管壓降仍然很低,所以,采用MOSFET代替續(xù)流二極管工作于直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)中,進(jìn)行同步續(xù)流已勢(shì)在必行。

3同步續(xù)流驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)仿真分析

3.1同步續(xù)流模型建立

圖4同步續(xù)流仿真原理圖

采用Matlab的可視化仿真環(huán)境Simulink,建立直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)的仿真模型,通過對(duì)仿真波形的分析,來(lái)驗(yàn)證同步續(xù)流應(yīng)用于的直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)的可行性,仿真原理圖如4所示。

1)電機(jī)工作于電動(dòng)狀態(tài),主開關(guān)管在導(dǎo)通時(shí)兩端壓降為零。同時(shí),對(duì)于處于H橋不同位置的開關(guān),信號(hào)的時(shí)序規(guī)律是相同的。電機(jī)的驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)通過改變控制信號(hào)占空比的方式調(diào)節(jié)電機(jī)的電樞電壓,實(shí)現(xiàn)電機(jī)的調(diào)速控制。圖5(a)和(b)分別為取控制信號(hào)的占空比為某一特定值時(shí),電機(jī)電樞電流波形及電機(jī)輸出的轉(zhuǎn)速波形。

圖5直流電機(jī)仿真電流與轉(zhuǎn)速波形

2)電機(jī)工作于回饋制動(dòng)狀態(tài),電機(jī)在制動(dòng)運(yùn)行的過程中,電機(jī)的慣性使電機(jī)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì),其值的大小為CeNФ,與轉(zhuǎn)速的大小密切相關(guān)。電機(jī)兩端的電壓通過DC-DC控制器升壓后,得到高于蓄電池兩端的電壓,此時(shí),蓄電池相當(dāng)于負(fù)載,電機(jī)向蓄電池回饋充電。

圖6(a)和(b)分別為回饋制動(dòng)模式下電機(jī)電流和電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速波形。

圖6回饋制動(dòng)時(shí)電機(jī)電流和轉(zhuǎn)速仿真波形。

當(dāng)電機(jī)處于回饋制動(dòng)的模式下工作時(shí),電機(jī)轉(zhuǎn)速迅速降低,電機(jī)電樞電流反向。流過蓄電池的電流值為負(fù),蓄電池處于充電狀態(tài)。實(shí)現(xiàn)了機(jī)械能到電能的轉(zhuǎn)換,提高了電動(dòng)叉車的連續(xù)工作時(shí)間。

3.2功耗仿真分析

根據(jù)前文介紹MOSFET和續(xù)流二極管的工作特性,下面分別建立MOSFET與續(xù)流二極管的損耗模型,為建模及分析的方便,做如下假設(shè)。

1)忽略MOSFET開關(guān)的驅(qū)動(dòng)損耗,柵極驅(qū)動(dòng)電壓為一確定值,僅考慮其續(xù)流過程中的通態(tài)損耗這一主要因素;2)忽略溫度、頻率等的變化對(duì)開關(guān)管及續(xù)流二極管工作特性的影響;3)電機(jī)電樞電流連續(xù)無(wú)波動(dòng);4)重點(diǎn)考慮穩(wěn)定工作狀態(tài)的靜態(tài)工作情況;5)MOSFET的體二極管與普通續(xù)流二極管工作特性相近;6)忽略控制信號(hào)死區(qū)時(shí)間帶來(lái)的影響。

雖然實(shí)際的電力電子器件不具備理想的苛刻條件,但是在不影響結(jié)論分析正確性的前提下,對(duì)模型進(jìn)行簡(jiǎn)化可以降低工作量,使仿真分析工作得到適當(dāng)?shù)暮?jiǎn)化。圖7二極管的簡(jiǎn)化損耗模型，其中RD是二極管等效的通態(tài)電阻,UT為肖特基二極管的正向壓降,Cj為結(jié)電容。

肖特基二極管的損耗模型等效為一個(gè)帶有開關(guān)的電壓源和電阻的串聯(lián)組合,其中電壓源為二極管的導(dǎo)通電壓,且不隨溫度變化而變化。每個(gè)PWM周期內(nèi)續(xù)流二極管消耗的功率PD計(jì)算如下:

式(2)中,Ia為電機(jī)電樞電流,α為主開關(guān)斬波占空比,RD是續(xù)流二極管的等效通態(tài)電阻,U是電源電壓,R是電動(dòng)機(jī)電樞阻抗,VT是肖特基二極管的通態(tài)壓降。

圖7二極管等效模型。

圖8是MOSFET的簡(jiǎn)化損耗模型,其中Rcha是MOSFET溝道及積累層電阻,Rd是由JFET區(qū)、外延層及襯底形成的電阻,Rds為MOSFET的通態(tài)電阻。

圖8MOSFET等效模型。

于是,MOSFET的損耗模型等效為一個(gè)帶有開關(guān)的電阻支路與一個(gè)肖特基二極管的并聯(lián)組合,因?yàn)閷?shí)際的MOSFET工作于續(xù)流狀態(tài)時(shí),根本不能杜絕體二極管的導(dǎo)通,此時(shí),總的導(dǎo)通損耗中應(yīng)該包括體二極管導(dǎo)通帶來(lái)的損耗,而做成肖特基的體二極管,導(dǎo)通損耗和反向恢復(fù)損耗相對(duì)較低。則每個(gè)PWM周期內(nèi),MOSFET消耗的功率PM計(jì)算如下:

式(3)中,Ia1是電動(dòng)機(jī)電樞電流中流過MOSFET導(dǎo)電溝道的部分,Rds是MOSFET的等效通態(tài)電阻,Ia2是電動(dòng)機(jī)電樞電流中流過MOSFET體二極管的部分,RD是體二極管的等效通態(tài)電阻,U是電源電壓,α是主開關(guān)斬波占空比,R是電動(dòng)機(jī)電樞阻抗。

通過本文建立的MOSFET與續(xù)流二極管損耗模型,參考MOSFET及續(xù)流二極管的伏安特性曲線,并聯(lián)系實(shí)際的實(shí)驗(yàn)臺(tái)架設(shè)備,對(duì)于同步續(xù)流能夠提高直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)效率的正確性進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn),通過功率損耗對(duì)比的方式加以驗(yàn)證。

取電機(jī)等效電樞阻值為0.36Ω,穩(wěn)態(tài)過程中電機(jī)電感感值足夠大,回路阻抗不計(jì),續(xù)流二極管的通態(tài)等效電阻為0.01Ω,MOSFET體二極管的通態(tài)等效電阻為0.008Ω,MOSFET導(dǎo)電溝道通態(tài)等效電阻為0.001Ω。按照表達(dá)式(2)所示的函數(shù)關(guān)系,續(xù)流二極管消耗的功率是電源電壓U與斬波占空比α的二元函數(shù),仿真結(jié)果如圖9(a)所示。按照表達(dá)式(3)所示的函數(shù)關(guān)系,MOSFET消