開關(guān)電源設(shè)計(jì)指南(完整版)實(shí)用資料

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開關(guān)電源設(shè)計(jì)指南開關(guān)電源設(shè)計(jì)指南（完整版）實(shí)用資料(可以直接使用，可編輯完整版實(shí)用資料，歡迎下載）Buck(降壓)電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式及功率范圍Ipk≈1.4Pout/VinminVsw≈VinPout≈0W～1kWBoost(升壓)電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式及功率范圍Ipk≈5.5Pout/VinminVsw≈Vout≈VflbkPout≈0～100WBuck-Boost電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式與功率范圍Ipk≈5.5Pout/VinminVsw≈Vin+|Vout|Pout≈0～100W反激式電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式與功率范圍Ipk≈5.5Pout/VinminVsw≈Vin+N1/N2*VoutPout≈0～150W單晶體管正激式電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式與功率范圍Ipk≈2.8Pout/VinminVsw≈2VinPout≈0～300W推挽式電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式與功率范圍Ipk≈1.4Pout/VinminVsw≈2VinPout≈0～1kW半橋電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式與功率范圍Ipk≈2.8Pout/VinminVsw≈VinPout≈0～500W全橋電路主拓?fù)渑c波形關(guān)系式與功率范圍Ipk≈1.4Pout/VinminVsw≈VinPout≈0～1kW+開關(guān)電源功率變壓器的設(shè)計(jì)方法1開關(guān)電源功率變壓器的特性

功率變壓器是開關(guān)電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實(shí)現(xiàn)磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導(dǎo)率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵(lì)磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真?zhèn)鬏斁哂袑掝l帶的脈沖能量。

圖1（a）為加在脈沖變壓器輸入端的矩形脈沖波，圖1（b）為輸出端得到的輸出波形，可以看出脈沖變壓器帶來的波形失真主要有以下幾個(gè)方面：圖1脈沖變壓器輸入、輸出波形（a）輸入波形（b）輸出波形（1）上升沿和下降沿變得傾斜，即存在上升時(shí)間和下降時(shí)間；（2）上升過程的末了時(shí)刻，有上沖，甚至出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象；（3）下降過程的末了時(shí)刻，有下沖，也可能出現(xiàn)振蕩波形；（4）平頂部分是逐漸降落的。這些失真反映了實(shí)際脈沖變壓器和理想變壓器的差別，考慮到各種因素對波形的影響，可以得到如圖2所示的脈沖變壓器等效電路。圖中：Rsi——信號源Ui的內(nèi)阻Rp——一次繞組的電阻Rm——磁心損耗（對鐵氧體磁心，可以忽略）T——理想變壓器Rso——二次繞組的電阻RL——負(fù)載電阻C1、C2——一次和二次繞組的等效分布電容Lin、Lis——一次和二次繞組的漏感Lm1——一次繞組電感，也叫勵(lì)磁電感n——理想變壓器的匝數(shù)比，n=N1/N2圖2脈沖變壓器的等效電路

將圖2所示電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些參數(shù)，可得圖3所示電路，漏感Li包括Lin和Lis，總分布電容C包括C1和C2；總電阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是勵(lì)磁電感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次側(cè)的阻值，RL′=RL/n2,折合后的輸出電壓U′o=Uo/n。

經(jīng)過這樣處理后，等效電路中只有5個(gè)元件，但在脈沖作用的各段時(shí)間內(nèi)，每個(gè)元件并不都是同時(shí)起主要作用，我們知道任何一個(gè)脈沖波形可以分解成基波與許多諧波的疊加。脈沖的上升沿和下降沿包含著各種高頻分量，而脈沖的平頂部分包含著各種低頻分量。因此在上升、下降和平頂過程中，各元件（L、C等）表現(xiàn)出來的阻抗也不一樣，因此我們把這一過程分成幾個(gè)階段來分析，分別找出各階段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，當(dāng)輸入信號為矩形脈沖時(shí)，可以分3個(gè)階段來分析，即上升階段、平頂階段和下降階段。（1）上升階段對于通常的正脈沖而言，上升階段即脈沖前沿，信號中包含豐富的高頻成分，當(dāng)高頻分量通過脈沖變壓器時(shí)，在圖3所示的等效電路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起來，可將Lm1的作用忽略，而在串聯(lián)的支路中，Li的作用即較為顯著。于是可以把圖3所示的等效電路簡化成圖4所示的等效電路。

圖3圖2的等效電路

圖4圖3的簡化電路在這個(gè)電路中，頻率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高頻信號大多降在Li上，輸出的高頻分量就減少了，可見輸入信號Usm前沿中所包含的高頻分量就不能完全傳輸?shù)捷敵龆?，頻率越高的成分到達(dá)輸出端越小，結(jié)果在輸出端得到的波形前沿就和輸入波形不同，即產(chǎn)生了失真。要想減小這種波形失真，就要盡量減小分布電容C（應(yīng)減小變壓器一次繞組的匝數(shù)）。但又要得到一定的繞組電感量，所以需要用高磁導(dǎo)率的磁心。在繞制上也可以采取一些措施來減小分布電容，例如用分段繞法；為了減小漏感L1，可采用一、二次繞組交疊繞法等。（2）平頂階段脈沖的平頂包含著各種低頻分量。在低頻情況下，并聯(lián)在輸出端的3個(gè)元件中，電容C的容抗1/ωC很大，因此電容C可以忽略。同時(shí)在串聯(lián)支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把圖3電路簡化為圖5所示的低頻等效電路。信號源也可以等效成電動勢為Usm的直流電源。這里可用下述公式表達(dá)U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可見U′o為一下降的指數(shù)波形，其下降速度決定于時(shí)間常數(shù)τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。為此，應(yīng)盡量加大Lm1，而減小Rs和RL′,但這是有限的。如果Lm1太大，必然使繞組的匝數(shù)很多，這將導(dǎo)致繞組分布電容加大，致使脈沖上升沿變壞。

圖5圖3的低頻等效電路

圖6脈沖下降階段的等效電路（3）下降階段

下降階段的信號源相當(dāng)于直流電源Usm串聯(lián)的開關(guān)S由閉合到斷開的階段，它與上升階段雖然是相對的過程，但有兩個(gè)不同；一是電感Lm1中有勵(lì)磁電流，并開始釋放，因此Lm1不能略去；二是開關(guān)S斷開后，Rs便不起作用，由此得出下降階段的等效電路，見圖6。

一般來說，在脈沖變壓器平頂階段以后，Lm1中存儲了比較大的磁能，因此在開關(guān)斷開后，會出現(xiàn)劇烈的振蕩，并產(chǎn)生很大的下沖。為了消除下沖往往采用阻尼措施。2功率變壓器的參數(shù)及公式2.1變壓器的基本參數(shù)在磁路中，磁通集中的程度，稱為磁通密度或磁感應(yīng)強(qiáng)度，用B表示，單位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）單位，1T=104GS。另一方面，產(chǎn)生磁通的磁力稱為磁場強(qiáng)度，用符號H表示，單位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——繞組匝數(shù)I——電流強(qiáng)度li——磁路長度磁性材料的磁滯回線表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化這一過程的磁特性變化。圖7為一典型的磁化曲線。由坐標(biāo)0點(diǎn)到a點(diǎn)這段曲線稱起始磁化曲線。曲線中的一些關(guān)鍵點(diǎn)是十分重要的，BS：飽和磁通密度，Br：剩磁，HC：矯頑磁力。當(dāng)Br越接近于BS值時(shí)，磁滯曲線的形狀越接近于矩形，見圖8（a），同時(shí)矯頑磁力HC越大時(shí)，磁滯曲線越寬，這表明這種磁性材料的磁化特性越硬，表明這種材料為硬磁性材料。當(dāng)Br和BS相差越大，矯頑磁力HC越小時(shí)，即磁滯曲線越瘦，表明這種材料為軟磁性材料，脈沖變壓器的磁心材料應(yīng)選用軟磁性材料，見圖8（b）。

圖7不帶氣隙的磁滯回線

圖8硬/軟磁性材料和磁滯回線

（a）硬磁材料(b)軟磁材料

如果在磁心中開一個(gè)氣隙，將建立起一個(gè)有氣隙的磁路，它會改變磁路的有效長度。因?yàn)榭諝庀兜拇艑?dǎo)率為1，所以有效磁路長度le為le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路長度lg——空氣隙的磁路長度μi——磁性材料的磁導(dǎo)率對一個(gè)給定安匝數(shù)，有空氣隙磁心的磁通密度要比沒有空氣隙的磁通密度小。2.2設(shè)計(jì)變壓器的基本公式為了確保變壓器在磁化曲線的線性區(qū)工作，可用下式計(jì)算最大磁通密度（單位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——變壓器一次繞組上所加電壓（V）f——脈沖變壓器工作頻率（Hz)Np——變壓器一次繞組匝數(shù)（匝）Sc——磁心有效截面積（cm2）K——系數(shù)，對正弦波為4.44,對矩形波為4.0一般情況下，開關(guān)電源變壓器的Bm值應(yīng)選在比飽和磁通密度Bs低一些。變壓器輸出功率可由下式計(jì)算（單位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——導(dǎo)線電流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面積（cm2)So——磁心的窗口面積（cm2）3對功率變壓器的要求（1）漏感要小

圖9是雙極性電路（半橋、全橋及推挽等）典型的電壓、電流波形，變壓器漏感儲能引起的電壓尖峰是功率開關(guān)管損壞的原因之一。圖9雙極性功率變換器波形

功率開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電壓尖峰的大小和集電極電路配置、電路關(guān)斷條件以及漏感大小等因素有關(guān)，僅就變壓器而言，減小漏感是十分重要的。（2）避免瞬態(tài)飽和

一般工頻電源變壓器的工作磁通密度設(shè)計(jì)在B－H曲線接近拐點(diǎn)處，因而在通電瞬間由于變壓器磁心的嚴(yán)重飽和而產(chǎn)生極大的浪涌電流。它衰減得很快，持續(xù)時(shí)間一般只有幾個(gè)周期。對于脈沖變壓器而言如果工作磁通密度選擇較大，在通電瞬間就會發(fā)生磁飽和。由于脈沖變壓器和功率開關(guān)管直接相連并加有較高的電壓，脈沖變壓器的飽和，即使是很短的幾個(gè)周期，也會導(dǎo)致功率開關(guān)管的損壞，這是不允許的。所以一般在控制電路中都有軟啟動電路來解決這個(gè)問題。（3）要考慮溫度影響

開關(guān)電源的工作頻率較高，要求磁心材料在工作頻率下的功率損耗應(yīng)盡可能小，隨著工作溫度的升高，飽和磁通密度的降低應(yīng)盡量小。在設(shè)計(jì)和選用磁心材料時(shí)，除了關(guān)心其飽和磁通密度、損耗等常規(guī)參數(shù)外，還要特別注意它的溫度特性。一般應(yīng)按實(shí)際的工作溫度來選擇磁通密度的大小，一般鐵氧體磁心的Bm值易受溫度影響，按開關(guān)電源工作環(huán)境溫度為40℃考慮，磁心溫度可達(dá)60～80℃，一般選擇Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理進(jìn)行結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)從結(jié)構(gòu)上看，有下列幾個(gè)因素應(yīng)當(dāng)給予考慮：漏磁要小，減小繞組的漏感；便于繞制，引出線及變壓器安裝要方便，以利于生產(chǎn)和維護(hù)；便于散熱。4磁心材料的選擇軟磁鐵氧體，由于具有價(jià)格低、適應(yīng)性能和高頻性能好等特點(diǎn)，而被廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源中。軟磁鐵氧體，常用的分為錳鋅鐵氧體和鎳鋅鐵氧體兩大系列，錳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要應(yīng)用在1MHz以下的各類濾波器、電感器、變壓器等，用途廣泛。而鎳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各種調(diào)感繞組、抗干擾磁珠、共用天線匹配器等。在開關(guān)電源中應(yīng)用最為廣泛的是錳鋅鐵氧體磁心，而且視其用途不同，材料選擇也不相同。用于電源輸入濾波器部分的磁心多為高導(dǎo)磁率磁心，其材料牌號多為R4K～R10K，即相對磁導(dǎo)率為4000～10000左右的鐵氧體磁心，而用于主變壓器、輸出濾波器等多為高飽和磁通密度的磁性材料，其Bs為0.5T（即5000GS）左右。開關(guān)電源用鐵氧體磁性材應(yīng)滿足以下要求：（1）具有較高的飽和磁通密度Bs和較低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，對于變壓器和繞制結(jié)果有一定影響。從理論上講，Bs高，變壓器的繞組匝數(shù)可以減小，銅損也隨之減小。在實(shí)際應(yīng)用中，開關(guān)電源高頻變換器的電路形式很多，對于變壓器而言，其工作形式可分為兩大類：1）雙極性。電路為半橋、全橋、推挽等。變壓器一次繞組里正負(fù)半周勵(lì)磁電流大小相等，方向相反，因此對于變壓器磁心里的磁通變化，也是對稱的上下移動，B的最大變化范圍為△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）單極性。電路為單端正激、單端反激等，變壓器一次繞組在1個(gè)周期內(nèi)加上1個(gè)單向的方波脈沖電壓（單端反激式如此）。變壓器磁心單向勵(lì)磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之間變化，見圖7，這時(shí)的△B=Bm－Br，若減小Br，增大飽和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝數(shù)，減小銅耗。（2）在高頻下具有較低的功率損耗

鐵氧體的功率損耗，不僅影響電源輸出效率，同時(shí)會導(dǎo)致磁心發(fā)熱，波形畸變等不良后果。

變壓器的發(fā)熱問題，在實(shí)際應(yīng)用中極為普遍，它主要是由變壓器的銅損和磁心損耗引起的。如果在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)，Bm選擇過低，繞組匝數(shù)過多，就會導(dǎo)致繞組發(fā)熱，并同時(shí)向磁心傳輸熱量，使磁心發(fā)熱。反之，若磁心發(fā)熱為主體，也會導(dǎo)致繞組發(fā)熱。

選擇鐵氧體材料時(shí)，要求功率損耗隨溫度的變化呈負(fù)溫度系數(shù)關(guān)系。這是因?yàn)?，假如磁心損耗為發(fā)熱主體，使變壓器溫度上升，而溫度上升又導(dǎo)致磁心損耗進(jìn)一步增大，從而形成惡性循環(huán)，最終將使功率管和變壓器及其他一些元件燒毀。因此國內(nèi)外在研制功率鐵氧體時(shí)，必須解決磁性材料本身功率損耗負(fù)溫度系數(shù)問題，這也是電源用磁性材料的一個(gè)顯著特點(diǎn)，日本TDK公司的PC40及國產(chǎn)的R2KB等材料均能滿足這一要求。（3）適中的磁導(dǎo)率相對磁導(dǎo)率究竟選取多少合適呢？這要根據(jù)實(shí)際線路的開關(guān)頻率來決定，一般相對磁導(dǎo)率為2000的材料，其適用頻率在300kHz以下，有時(shí)也可以高些，但最高不能高于500kHz。對于高于這一頻段的材料，應(yīng)選擇磁導(dǎo)率偏低一點(diǎn)的磁性材料，一般為1300左右。（4）較高的居里溫度居里溫度是表示磁性材料失去磁特性的溫度，一般材料的居里溫度在200℃以上，但是變壓器的實(shí)際工作溫度不應(yīng)高于80℃，這是因?yàn)樵?00℃以上時(shí)，其飽和磁通密度Bs已跌至常溫時(shí)的70％。因此過高的工作溫度會使磁心的飽和磁通密度跌落的更嚴(yán)重。再者，當(dāng)高于100℃時(shí)，其功耗已經(jīng)呈正溫度系數(shù)，會導(dǎo)致惡性循環(huán)。對于R2KB2材料，其允許功耗對應(yīng)的溫度已經(jīng)達(dá)到110℃，居里溫度高達(dá)240℃，滿足高溫使用要求。5開關(guān)電源功率變壓器的設(shè)計(jì)方法5.1雙極性開關(guān)電源變壓器的計(jì)算設(shè)計(jì)前應(yīng)確定下列基本條件：電路形式,開關(guān)工作頻率,變壓器輸入電壓幅值,開關(guān)功率管最大導(dǎo)通時(shí)間,變壓器輸出電壓電流,輸出側(cè)整流電路形式，對漏感及分布電容的要求，工作環(huán)境條件等。（1）確定磁心尺寸1）求變壓器計(jì)算功率PtPt的大小取決于變壓器輸出功率及輸出側(cè)整流電路形式：全橋電路，橋式整流：Pt=(1＋1/n)Po半橋電路，雙半波整流：Pt=(1/n＋)Po推挽電路，雙半波整流：Pt=(/n＋)Po式中：Po=UoIo，直流輸出功率。Pt可在（2～2.8）Po范圍內(nèi)變化，Po及Pt均以瓦（W）為單位。n=N1/N2,變壓匝數(shù)比。2）確定磁通密度BmBm與磁心的材料、結(jié)構(gòu)形式及工作頻率等因素有關(guān)，又要考慮溫升及磁心不飽和等要求。對于鐵氧體磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）計(jì)算磁心面積乘積SpSp等于磁心截面積Sc（cm2）及窗口截面積So（cm2）的乘積，即Sp=ScSo=[(Pt×104)/4BmfKwKj]1.16(cm4)式中：Kw——窗口占空系數(shù)，與導(dǎo)線粗細(xì)、繞制工藝及漏感和分布電容的要求等有關(guān)。一般低壓電源變壓器取Kw=0.2～0.4。Kj——電流密度系數(shù)，與鐵心形式、溫升要求等有關(guān)。對于常用的E型磁心，當(dāng)溫升要求為25℃時(shí)，Kj=366；要求50℃時(shí)，Kj=534。環(huán)型磁心，當(dāng)溫升要求為25℃時(shí)，Kj=250;要求50℃時(shí)，Kj=365。由Sp值選擇適用于或接近于Sp的磁性材料、結(jié)構(gòu)形式和磁心規(guī)格。（2）計(jì)算繞組匝數(shù)1）一次繞組匝數(shù)：N1=(Up1ton×10－2)/2BmSc(匝)式中：Up1——一次繞組輸入電壓幅值（V）ton——一次繞組輸入電壓脈沖寬度（μs）2）二次繞組匝數(shù)：N2=(Up2N1）/Up1（匝）……Ni=(UpiN1）/Up1(匝)式中：Up2…Upi——二次繞組輸出電壓幅值（V）（3）選擇繞組導(dǎo)線導(dǎo)線截面積Smi=Ii/j(mm2)式中：Ii——各繞組電流有效值（A）j——電流密度j=KjSp－0.14×10－2(A/mm2)（4）損耗計(jì)算1）繞組銅損Pmi=Ii2Rai(W)式中：Rai——各繞組交流電阻（Ω），Ra=KrRd，Rd——導(dǎo)線直流電阻，Kr——趨表系數(shù),Kr=(D/2)2/(D－△)·△,D——圓導(dǎo)線直徑（mm），△——穿透深度（mm），圓銅導(dǎo)線△=66.1/f0.5（f：電流頻率，Hz）變壓器為多繞組時(shí)，總銅損為Pm=Ii2Rai(W)2）磁心損耗Pc=PcoGc式中：Pco——在工作頻率及工作磁通密度情況下單位質(zhì)量的磁心損耗（W/kg）Gc——磁心質(zhì)量（kg）3）變壓器總損耗Pz=Pm＋Pc（W）（5）溫升計(jì)算變壓器由于損耗轉(zhuǎn)變成熱量，使變壓器溫度上升，其溫升數(shù)值與變壓器表面積ST有關(guān)ST=式中：Sp——磁心面積乘積（cm4）KS——表面積系數(shù)，E型磁心KS=41.3，環(huán)型磁心KS=50.95.2單極性開關(guān)電源變壓器的計(jì)算設(shè)計(jì)前應(yīng)確定下列基本條件：電路形式，工作頻率，變換器輸入最高和最低電壓，輸出電壓電流，開關(guān)管最大導(dǎo)通時(shí)間，對漏感及分布電容的要求，工作環(huán)境條件等。（1）單端反激式計(jì)算1）變壓器輸入輸出電壓一次繞組輸入電壓幅值UP1=Ui－△U1式中：Ui——變換器輸入直流電壓（V）△U1——開關(guān)管及線路壓降（V）二次繞組輸出電壓幅值UP2=U02＋△U2……UPi=U0i＋△Ui式中：U02…U0i——直流輸出電壓（V）△U2…△Ui——整流管及線路壓降（V）2）一次繞組電感臨界值(H)式中：n——變壓器匝數(shù)比n=tonUp1/toffUp2ton——額定輸入電壓時(shí)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間（μs）toff——開關(guān)管截止時(shí)間（μs）T——開關(guān)電源工作周期（μs），T=1/f，f：工作頻率（Hz）Po——變壓器輸出直流功率（W）通常要求一次繞組實(shí)際電感Lp1≥Lmin3)確定工作磁通密度單端反激式變壓器工作在單向脈沖狀態(tài)，一般取飽和磁通密度值（Bs）的一半，即脈沖磁通密度增量△Bm=BS/2(T)4）計(jì)算磁心面積乘積Sp=392Lp1Ip1D12/△Bm(cm4)式中：Ip1——一次繞組峰值電流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中：Up1min——變壓器輸入最低電壓幅值（V）Dmax——最大占空比，Dmax=tonmax/TD1——一次繞組導(dǎo)線直徑（mm），由一次繞組電流有效值I1確定，單向脈沖時(shí)I1=Ip1（ton/T）0.55）空氣隙長度lg=0.4πLp1Ip12/△Bm2SC(cm)6）繞組匝數(shù)計(jì)算一次繞組，有氣隙時(shí)N1=△Bmlg×104/0.4πIp1(匝)無氣隙時(shí)(匝)式中：LC——磁心磁路長度（cm）μe——磁心有效磁導(dǎo)率，由工作的磁通密度和直流磁場強(qiáng)度及磁性材料決定，查閱磁心規(guī)格得出。二次繞組N2=[Up2(1－Dmax)/Up1minDmax]N1……Ni=[Upi(1－Dmax)/UpiminDmax]N1（2）單端正激式計(jì)算單端正激式電路工作的特點(diǎn)是一、二次繞組同時(shí)工作，另加去磁繞組，因此計(jì)算方法與雙極性電路類似。1）二次繞組峰值電流等于直流輸出電流，即IP2=I022）二次繞組電壓幅值開關(guān)電源功率變壓器的設(shè)計(jì)方法Up2=(Uo2＋△U2)/D(V)式中：Uo2——輸出直流電壓（V）△U2——整流管及線路壓降（V）D——額定工作狀態(tài)時(shí)的占空比D=ton/T3）變壓器輸出功率P2=(DUp2Ip2)(W)式中：Up2——變壓器輸出電壓幅值（V）Ip2——二次繞組峰值電流（A）4）確定磁心體積Ve=(12.5βP2×103)/f(cm3)式中：β——計(jì)算系數(shù)，工作頻率f=30～50kHz時(shí)，β=0.3由Ve值選擇接近尺寸的磁心。5）一次繞組匝數(shù)N1=(Up1ton×10－2)/f(匝)式中：Up1——變壓器輸入額定電壓幅值（V）6）二次繞組匝數(shù)N2=(Up2/Up1)N1……Ni=UpiN1/Up17）去磁繞組匝數(shù)NH=N18）繞組電流有效值二次側(cè)：I2=Ip2一次側(cè)：I1=Up2I2/Up1去磁：IH=(5～10)％I1＊＊＊上述僅是常規(guī)計(jì)算方法，由于所選用材料及工藝的不同，有些數(shù)據(jù)應(yīng)做相應(yīng)的調(diào)整。還應(yīng)做漏感、分布電容、溫升及窗口校核等計(jì)算，這些計(jì)算較繁瑣，經(jīng)驗(yàn)性較強(qiáng)，必要時(shí)請閱專著。作者簡介張乃國

男

1937年生,清華大學(xué)副教授。于1959年（22歲）編著《小型變壓器的設(shè)計(jì)與制作》一書，受到讀者歡迎，兩次重印，1965年出修訂本。1988年又主編出版《小功率電源變壓器》一書，選作電工電子技術(shù)人員培訓(xùn)及晉升職稱參考用書。曾發(fā)表多篇有關(guān)電子變壓器的論文?，F(xiàn)任本雜志執(zhí)行主編（來信請寄本刊編輯部）。

收稿日期：1999.8.6

定稿日期：1999.11.20網(wǎng)上服務(wù)如對本文有什么意見或建議，請發(fā)電子郵件：sunlane@pub.xaonline開關(guān)電源的EMC設(shè)計(jì)開關(guān)電源因體積小、功率因數(shù)較大等優(yōu)點(diǎn),在通信、控制、計(jì)算機(jī)等領(lǐng)域應(yīng)用廣泛。但由于會產(chǎn)生電磁干擾,其進(jìn)一步的應(yīng)用受到一定程度上的限制。本文將分析開關(guān)電源電磁干擾的各種產(chǎn)生機(jī)理,并在其基礎(chǔ)之上,提出開關(guān)電源的電磁兼容設(shè)計(jì)方法。開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)如圖1所示。首先將工頻交流整流為直流,再逆變?yōu)楦哳l,最后再經(jīng)整流濾波電路輸出,得到穩(wěn)定的直流電壓。電路設(shè)計(jì)及布局不合理、機(jī)械振動、接地不良等都會形成內(nèi)部電磁干擾。同時(shí),變壓器的漏感和輸出二極管的反向恢復(fù)電流造成的尖峰,也是潛在的強(qiáng)干擾源。圖1AC/DC開關(guān)電源基本框圖1●開關(guān)電路開關(guān)電路主要由開關(guān)管和高頻變壓器組成。開關(guān)管及其散熱片與外殼和電源內(nèi)部的引線間存在分布電容,它產(chǎn)生的du/dt具有較大幅度的脈沖,頻帶較寬且諧波豐富。開關(guān)管負(fù)載為高頻變壓器初級線圈,是感性負(fù)載。當(dāng)原來導(dǎo)通的開關(guān)管關(guān)斷時(shí),高頻變壓器的漏感產(chǎn)生了反電勢E=-Ldi/dt,其值與集電極的電流變化率成正比,與漏感成正比,迭加在關(guān)斷電壓上,形成關(guān)斷電壓尖峰,從而形成傳導(dǎo)干擾?！裾麟娐返恼鞫O管輸出整流二極管截止時(shí)有一個(gè)反向電流,其恢復(fù)到零點(diǎn)的時(shí)間與結(jié)電容等因素有關(guān)。它會在變壓器漏感和其他分布參數(shù)的影響下產(chǎn)生很大的電流變化di/dt,產(chǎn)生較強(qiáng)的高頻干擾,頻率可達(dá)幾十兆赫茲?！耠s散參數(shù)由于工作在較高頻率,開關(guān)電源中的低頻元器件特性會發(fā)生變化,由此產(chǎn)生噪聲。在高頻時(shí),雜散參數(shù)對耦合通道的特性影響很大,而分布電容成為電磁干擾的通道。2外部干擾源可以分為電源干擾和雷電干擾,而電源干擾以“共?！焙汀安钅！狈绞酱嬖?。同時(shí),由于交流電網(wǎng)直接連到整流橋和濾波電路上,在半個(gè)周期內(nèi),只有輸入電壓的峰值時(shí)間才有輸入電流,導(dǎo)致電源的輸入功率因數(shù)很低(大約為0.6。而且,該電流含有大量電流諧波分量,會對電網(wǎng)產(chǎn)生諧波“污染”。EMC產(chǎn)生電磁干擾有3個(gè)必要條件:干擾源、傳輸介質(zhì)、敏感設(shè)備,EMC設(shè)計(jì)的目的就是破壞這3個(gè)條件中的一個(gè)。針對于此,主要采取的方法有:電路措施、EMI濾波、屏蔽、印制電路板抗干擾設(shè)計(jì)等。1軟開關(guān)是在硬開關(guān)基礎(chǔ)上發(fā)展起來的一種基于諧振技術(shù)或利用控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)的在零電壓/電流狀態(tài)下的先進(jìn)開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)方法是:在原電路中增加小電感、電容等諧振元件,在開關(guān)過程前后引入諧振,消除電壓、電流的重疊。圖2給出了一種使用軟開關(guān)技術(shù)的基本開關(guān)單元。圖2降壓斬波器中的基本開關(guān)單元2在開關(guān)控制電源的輸入部分加入緩沖電路(見圖3,其由線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)組成,用于消除電力線干擾、電快速瞬變、電涌、電壓高低變化和電力線諧波等潛在的干擾。緩沖電路器件參數(shù)為D1為MUR460,R1=500Ω,C=6nF,L=36mH,R=150Ω。圖3緩沖電路3EMI在開關(guān)電源輸入和輸出電路中加裝EMI濾波器,是抑制傳導(dǎo)發(fā)射的一個(gè)很有效方法。其參數(shù)主要有:放電電阻、插入損耗、Cx電容、Cy電容和電感值。其中,插入損耗是濾波器性能的一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)。在考慮機(jī)械性能、環(huán)境、成本等前提下,應(yīng)該盡量使插入損耗大一些。用共模、差模干擾的測量結(jié)果與標(biāo)準(zhǔn)限值,加上適當(dāng)?shù)脑Ａ靠傻玫綖V波器的插入損耗IL。ILCM(dB=Vcm(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(1ILDM(dB=VDM(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(2式中,3dB表示在分離共模、差模傳導(dǎo)干擾的測試過程中測試結(jié)果比實(shí)際值大3dB;M(dB表示設(shè)計(jì)裕量,一般取6dB;Vlimit(dB為相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)如CISPR,FCC等規(guī)定的傳導(dǎo)干擾限值。圖4是220V/50Hz交流輸入的開關(guān)電源交流側(cè)EMI濾波器的電路。Cy=3300pF,L1、L2=0.7mH,它們構(gòu)成共模濾波電路,抑制0.5~30MHz的共模干擾信號。Cx=0.1μF,L3、L4=200~500μH,采用金屬粉壓磁芯,與L1/L2、Cx構(gòu)成L-N端口間低通濾波器,用于抑制電源線上存在的0.15~0.5MHz差模干擾信號。R用于消除可能在濾波器中出現(xiàn)的靜電積累。圖4開關(guān)電源交流側(cè)EMI濾波器電路圖5是開關(guān)電源的直流輸出側(cè)濾波電路,它由共模扼流圈L1、L2,扼流圈L3和電容C1、C2組成。為了防止磁芯在較大的磁場強(qiáng)度下飽和而使扼流圈失去作用,磁芯必須采用高頻特性好且飽和磁場強(qiáng)度大的恒μ磁芯。圖5支流側(cè)濾波電路4開關(guān)電源干擾頻譜集中在30MHz以下的頻段,直徑r<λ/2π,主要是近場性質(zhì)的電磁場,且屬低阻抗場?？捎脤?dǎo)電良好的材料對電場屏蔽,而用導(dǎo)磁率高的材料對磁場屏蔽。此外,還要對變壓器、電感器、功率器件等采取有效的屏蔽措施。屏蔽外殼上的通風(fēng)孔最好為圓形,在滿足通風(fēng)的條件下,孔的數(shù)量可以多,每個(gè)孔的尺寸要盡可能小。接縫處要焊接,以保證電磁的連續(xù)性。屏蔽外殼的引入、引出線處要采取濾波措施。對于電場屏蔽,屏蔽外殼一定要接地。對于磁場屏蔽,屏蔽外殼不需接地。5PCB敏感線路主要是指控制電路和直接與干擾測量設(shè)備相連的線路。要降低干擾水平,最簡單的方法就是增大干擾源與敏感線路的間距。但由于受電源尺寸的限制,單純的增大間距并非解決問題的最佳途徑,更為合理的方法是根據(jù)干擾電場的分布情況將敏感線路放在干擾較弱的地方。PCB抗干擾布局設(shè)計(jì)流程如圖6所示。圖6PCB抗干擾布局設(shè)計(jì)流程開關(guān)電源控制環(huán)路如何設(shè)計(jì)發(fā)布時(shí)間：2021-4-1111:01:22

訪問：1951.緒論在開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換器中，功率開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間是根據(jù)輸入和輸出電壓來調(diào)節(jié)的。因而，功率轉(zhuǎn)換器是一種反映輸入與輸出的變化而使其導(dǎo)通時(shí)間被調(diào)制的獨(dú)立控制系統(tǒng)。由于理論近似，控制環(huán)的設(shè)計(jì)往往陷入復(fù)雜的方程式中，使開關(guān)電源的控制設(shè)計(jì)面臨挑戰(zhàn)并且常常走入誤區(qū)。下面幾頁將展示控制環(huán)的簡單化近似分析，首先大體了解開關(guān)電源系統(tǒng)中影響性能的各種參數(shù)。給出一個(gè)實(shí)際的開關(guān)電源作為演示以表明哪些器件與設(shè)計(jì)控制環(huán)的特性有關(guān)。測試結(jié)果和測量方法也包含在其中。2.基本控制環(huán)概念2.1傳輸函數(shù)和博得圖系統(tǒng)的傳輸函數(shù)定義為輸出除以輸入。它由增益和相位因素組成并可以在博得圖上分別用圖形表示。整個(gè)系統(tǒng)的閉環(huán)增益是環(huán)路里各個(gè)部分增益的乘積。在博得圖中，增益用對數(shù)圖表示。因?yàn)閮蓚€(gè)數(shù)的乘積的對數(shù)等于他們各自對數(shù)的和，他們的增益可以畫成圖相加。系統(tǒng)的相位是整個(gè)環(huán)路相移之和。2.2極點(diǎn)數(shù)學(xué)上，在傳輸方程式中，當(dāng)分母為零時(shí)會產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。在圖形上，當(dāng)增益以20dB每十倍頻的斜率開始遞減時(shí)，在博得圖上會產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。圖1舉例說明一個(gè)低通濾波器通常在系統(tǒng)中產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。其傳輸函數(shù)和博得圖也一并給出。

2.3零點(diǎn)零點(diǎn)是頻域范圍內(nèi)的傳輸函數(shù)當(dāng)分子等于零時(shí)產(chǎn)生的。在博得圖中，零點(diǎn)發(fā)生在增益以20dB每十倍頻的斜率開始遞增的點(diǎn)，并伴隨有90度的相位超前。圖2描述一個(gè)由高通濾波器電路引起的零點(diǎn)。存在第二種零點(diǎn)，即右半平面零點(diǎn)，它引起相位滯后而非超前。伴隨著增益遞增，右半平面零點(diǎn)引起90度的相位滯后。右半平面零點(diǎn)經(jīng)常出現(xiàn)于BOOST和BUCK-BOOST轉(zhuǎn)換器中，所以，在設(shè)計(jì)反饋補(bǔ)償電路的時(shí)候要非常警惕，以使系統(tǒng)的穿越頻率大大低于右半平面零點(diǎn)的頻率。右半平面零點(diǎn)的博得圖見圖3。

3.0開關(guān)電源的理想增益相位圖

設(shè)計(jì)任何控制系統(tǒng)首先必須清楚地定義出目標(biāo)。通常，這個(gè)目標(biāo)是建立一個(gè)簡單的博得圖以達(dá)到最好的系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)，最緊密的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率和最好的穩(wěn)定性。理想的閉環(huán)博得圖應(yīng)該包含三個(gè)特性：足夠的相位裕量，寬的帶寬，和高增益。高的相位裕量能阻尼振蕩并縮短瞬態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間。寬的帶寬允許電源系統(tǒng)快速響應(yīng)線性和負(fù)載的突變。高的增益保證良好的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率。

3.1相位裕量參看圖4，相位裕量是在穿越頻率處相位高于0度的數(shù)量。這不同于大多數(shù)控制系統(tǒng)教科書里提出的從-180度開始測量相位裕量。其中包括DC負(fù)反饋所提供的180度初始相移。在實(shí)際測量中，這180度相移在DC處被補(bǔ)償并允許相位裕量從0度開始測量。根據(jù)奈奎斯特穩(wěn)定性判據(jù)，當(dāng)系統(tǒng)的相位裕量大于0度時(shí)，此系統(tǒng)是穩(wěn)定的。然而，有一個(gè)邊界穩(wěn)定區(qū)域存在，此處(指邊界穩(wěn)定區(qū)，譯注)，系統(tǒng)由于瞬態(tài)響應(yīng)引起振蕩到經(jīng)過一個(gè)長的調(diào)節(jié)時(shí)間最終穩(wěn)定下來。如果相位裕量小于45度，則系統(tǒng)在邊界穩(wěn)定。當(dāng)相位裕量超過45度時(shí)，能提供最好的動態(tài)響應(yīng)，短的調(diào)節(jié)時(shí)間和最少過沖。

3.2增益帶寬增益帶寬是指單位增益時(shí)的頻率，見圖4，增益帶寬就是穿越頻率Fcs。最大穿越頻率的主要限制因素是電源的開關(guān)頻率。根據(jù)采樣定理，如果采樣頻率小于2倍信號頻率(更嚴(yán)謹(jǐn)一點(diǎn)的說法是應(yīng)該小于2倍最大信號頻率，譯注)，則被采樣的信息就不能被完全讀取。在開關(guān)電源中，開關(guān)頻率可以從輸出紋波中看得出來，它是錯(cuò)誤的信息，并且必須不被控制環(huán)路所傳遞。因此，系統(tǒng)的穿越頻率必須小于開關(guān)頻率的一半，否則，開關(guān)噪聲和紋波會扭曲輸出電壓中想要得到的信息，并導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。3.3增益高的系統(tǒng)增益對于保證好的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率提供重要貢獻(xiàn)。它能夠使PWM比較器在響應(yīng)輸入輸出電壓的變化時(shí)精確地改變電源開關(guān)的占空比，通常，需要在決定高增益和低相位裕量之間做出權(quán)衡。4.實(shí)際設(shè)計(jì)分析舉例用經(jīng)典環(huán)路控制分析方法，開關(guān)調(diào)整器的控制環(huán)分為四個(gè)主要部分：輸出濾波器，PWM電路，誤差放大器補(bǔ)償和反饋。圖5用方塊圖舉例說明這四部分，圖6舉例說明一個(gè)開關(guān)電源電路圖。首先，輸出電壓被反饋網(wǎng)絡(luò)降壓，然后把這個(gè)反饋電壓送入誤差放大器，使之與基準(zhǔn)電壓相比較而產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓信號。脈寬調(diào)制部分拾取這個(gè)誤差電壓并且把它與功率變壓器的電流相比較并轉(zhuǎn)化為合適的占空比去控制輸出部分功率脈沖調(diào)制的數(shù)量。輸出濾波器部分使來自于功率變壓器的斬波電壓或電流平滑，使反饋控制環(huán)完善。下面確定每一部分的增益和相位，并把他們聯(lián)合起來形成系統(tǒng)的傳輸函數(shù)和系統(tǒng)的增益相位點(diǎn)。4.1反饋網(wǎng)絡(luò)H(s)反饋網(wǎng)絡(luò)把輸出電壓降到誤差放大器參考電壓的水平，其傳輸式按簡單的電阻分壓式得到：4.2輸出濾波部分G1(S)在電流模式控制系統(tǒng)中，輸出電流被調(diào)節(jié)以達(dá)到目標(biāo)的輸出電壓。輸出濾波部分把脈動的輸出電流轉(zhuǎn)換為目標(biāo)輸出電壓。小信號分析得到：輸出電容的ESR和反饋網(wǎng)絡(luò)的電阻(R1+R2=RFB)反映出輸出濾波器傳輸函數(shù)的特性。圖7的電路分析給出ESR和RSENSE的影響。

傳輸函數(shù)G1(S)給出RFB的初始低頻增益。這個(gè)增益在fPOLE=1/2*π*(RFB+ESR)*C處開始滾降，并在fZERO=1/2*π*ESR*C變?yōu)樗?。G1(S)的博得圖見圖8。4.3PWM電路部分G2(S)

光耦電路把誤差放大網(wǎng)路產(chǎn)生的誤差信號傳輸?shù)街鬟?。AS3842PWM電路把這個(gè)誤差電壓與通過主邊功率變壓器的電流進(jìn)行比較。然后功率場效應(yīng)管的占空比被調(diào)制，以提供足夠的電流到副邊來維持想要的輸出。光耦的小信號傳輸函數(shù)是與光耦的電流傳輸比成比例的固定增益。R5(原文誤為R6，式5一并改為R5，譯注)是與光耦的二極管串聯(lián)的限流電阻，并且是AS3842誤差放大器的輸出阻抗(此句應(yīng)該理解為R5是這個(gè)AS3842開關(guān)電源電路中，誤差放大器部分的輸出阻抗，譯注)。這一點(diǎn)在應(yīng)用文檔“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的闡述。從誤差放大器的輸出到AS3842的COM腳的傳輸函數(shù)是：

VCATHODE是AS431的陰極電壓，也就是誤差補(bǔ)償放大器的輸出電壓。CTR是光耦的電流傳輸比。R5(原文為R6，譯注)是與光耦的二極管串聯(lián)的限流電阻。RCOMP是AS3842的COMP腳當(dāng)其試圖拉電流超過它的最大輸出電流時(shí)的輸出阻抗。當(dāng)誤差信號傳遞到補(bǔ)償腳以后，將其與電流檢測信號比較。圖9表示一個(gè)電流檢測比較器和開關(guān)部分的簡單框圖：

在閉環(huán)系統(tǒng)中，VCOMP與ISENSE維持同樣的電平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的調(diào)節(jié)：從ISECONDARY以后(見圖9)，副邊電流或者說輸出電流與主邊電流成比例，把等式(4)重新排列表示出副邊電流與VCOMP之間的關(guān)系。結(jié)合等式(3)和(6)得到PWM部分的傳輸函數(shù)：傳輸函數(shù)G2(s)僅包含增益沒有相移。4.4誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)G3(S)一旦輸出濾波器和PWM電路部分的傳輸函數(shù)確定下來，然后可以設(shè)定誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)以取得最優(yōu)化的系統(tǒng)性能。圖10例舉出一個(gè)在低頻時(shí)提供高的頻率滾降和高增益的補(bǔ)償方案。這個(gè)補(bǔ)償方案有一些很好的特性適合于誤差放大器的補(bǔ)償，它有很高的直流增益和易控的滾降。4.5整個(gè)系統(tǒng)因?yàn)檫@是一個(gè)線性系統(tǒng)，可以用疊加的方法得到整個(gè)系統(tǒng)的傳輸函數(shù)。通過把整個(gè)環(huán)路各部分的增益和相位疊加起來，產(chǎn)生整個(gè)系統(tǒng)的博得圖。通過放置補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)和零點(diǎn)使系統(tǒng)的性能最優(yōu)化。圖11把各部分的博得圖結(jié)合起來，負(fù)反饋系統(tǒng)的180度相移也加入進(jìn)來了。

5.測量結(jié)果構(gòu)造一個(gè)150W的電流模式正激轉(zhuǎn)換器，經(jīng)過修正的小信號環(huán)路特性顯示出它在系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)所起的作用。圖13(原文誤為圖12，譯注)給出它的增益-相位圖。與圖11所展示的一樣，獲得了相同的博得圖曲線。此增益相位圖顯示這個(gè)系統(tǒng)有86.7度的相位裕量。意味著穩(wěn)定的系統(tǒng)有快速的瞬態(tài)響應(yīng)。圖15(原文誤為圖13，譯注)給出系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。為了展示相位裕量的作用，通過增加整個(gè)系統(tǒng)的增益和提高穿越頻率，系統(tǒng)的相位裕量會減少。穿越頻率提高時(shí)系統(tǒng)的相位裕量在減少。圖12(原文誤為圖14，譯注)給出更高的穿越頻率和更少的相位裕量(65度)時(shí)的系統(tǒng)博得圖。其瞬態(tài)響應(yīng)見圖14(原文誤為圖15，譯注)，注意更少的相位裕量導(dǎo)致更大的振蕩和更長的調(diào)節(jié)時(shí)間。表1比較了這兩個(gè)不同增益大小的系統(tǒng)之間線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率的變化。正如前面所述，高的環(huán)路增益得到更緊密的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率。還應(yīng)該注意需在高的相位裕量和較低的環(huán)路增益之間取得平衡。6.測量方法為了保證準(zhǔn)確的結(jié)果，測試信號接入節(jié)點(diǎn)的阻抗必須大于它的輸出阻抗。在圖6的測試電路中，誤差放大器在副邊，PWM電路在主邊。測試信號在光耦的輸出和AS3842的VCOMP輸入之前接入。輸入阻抗是從VCOMP腳看入時(shí)的阻抗，輸出阻抗是光耦的輸出阻抗。在其他誤差放大器和PWM電路沒有隔離的應(yīng)用中，測試信號可以在輸出濾波電容之后接入，使其與誤差放大器的輸入相串聯(lián)。開關(guān)電源功率變壓器的設(shè)計(jì)方法1開關(guān)電源功率變壓器的特性

功率變壓器是開關(guān)電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實(shí)現(xiàn)磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導(dǎo)率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵(lì)磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真?zhèn)鬏斁哂袑掝l帶的脈沖能量。

圖1（a）為加在脈沖變壓器輸入端的矩形脈沖波，圖1（b）為輸出端得到的輸出波形，可以看出脈沖變壓器帶來的波形失真主要有以下幾個(gè)方面：圖1脈沖變壓器輸入、輸出波形（a）輸入波形（b）輸出波形（1）上升沿和下降沿變得傾斜，即存在上升時(shí)間和下降時(shí)間；（2）上升過程的末了時(shí)刻，有上沖，甚至出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象；（3）下降過程的末了時(shí)刻，有下沖，也可能出現(xiàn)振蕩波形；（4）平頂部分是逐漸降落的。這些失真反映了實(shí)際脈沖變壓器和理想變壓器的差別，考慮到各種因素對波形的影響，可以得到如圖2所示的脈沖變壓器等效電路。圖中：Rsi——信號源Ui的內(nèi)阻Rp——一次繞組的電阻Rm——磁心損耗（對鐵氧體磁心，可以忽略）T——理想變壓器Rso——二次繞組的電阻RL——負(fù)載電阻C1、C2——一次和二次繞組的等效分布電容Lin、Lis——一次和二次繞組的漏感Lm1——一次繞組電感，也叫勵(lì)磁電感n——理想變壓器的匝數(shù)比，n=N1/N2圖2脈沖變壓器的等效電路

將圖2所示電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些參數(shù)，可得圖3所示電路，漏感Li包括Lin和Lis，總分布電容C包括C1和C2；總電阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是勵(lì)磁電感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次側(cè)的阻值，RL′=RL/n2,折合后的輸出電壓U′o=Uo/n。

經(jīng)過這樣處理后，等效電路中只有5個(gè)元件，但在脈沖作用的各段時(shí)間內(nèi)，每個(gè)元件并不都是同時(shí)起主要作用，我們知道任何一個(gè)脈沖波形可以分解成基波與許多諧波的疊加。脈沖的上升沿和下降沿包含著各種高頻分量，而脈沖的平頂部分包含著各種低頻分量。因此在上升、下降和平頂過程中，各元件（L、C等）表現(xiàn)出來的阻抗也不一樣，因此我們把這一過程分成幾個(gè)階段來分析，分別找出各階段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，當(dāng)輸入信號為矩形脈沖時(shí)，可以分3個(gè)階段來分析，即上升階段、平頂階段和下降階段。（1）上升階段對于通常的正脈沖而言，上升階段即脈沖前沿，信號中包含豐富的高頻成分，當(dāng)高頻分量通過脈沖變壓器時(shí)，在圖3所示的等效電路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起來，可將Lm1的作用忽略，而在串聯(lián)的支路中，Li的作用即較為顯著。于是可以把圖3所示的等效電路簡化成圖4所示的等效電路。

圖3圖2的等效電路

圖4圖3的簡化電路在這個(gè)電路中，頻率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高頻信號大多降在Li上，輸出的高頻分量就減少了，可見輸入信號Usm前沿中所包含的高頻分量就不能完全傳輸?shù)捷敵龆?，頻率越高的成分到達(dá)輸出端越小，結(jié)果在輸出端得到的波形前沿就和輸入波形不同，即產(chǎn)生了失真。要想減小這種波形失真，就要盡量減小分布電容C（應(yīng)減小變壓器一次繞組的匝數(shù)）。但又要得到一定的繞組電感量，所以需要用高磁導(dǎo)率的磁心。在繞制上也可以采取一些措施來減小分布電容，例如用分段繞法；為了減小漏感L1，可采用一、二次繞組交疊繞法等。（2）平頂階段脈沖的平頂包含著各種低頻分量。在低頻情況下，并聯(lián)在輸出端的3個(gè)元件中，電容C的容抗1/ωC很大，因此電容C可以忽略。同時(shí)在串聯(lián)支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把圖3電路簡化為圖5所示的低頻等效電路。信號源也可以等效成電動勢為Usm的直流電源。這里可用下述公式表達(dá)U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可見U′o為一下降的指數(shù)波形，其下降速度決定于時(shí)間常數(shù)τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。為此，應(yīng)盡量加大Lm1，而減小Rs和RL′,但這是有限的。如果Lm1太大，必然使繞組的匝數(shù)很多，這將導(dǎo)致繞組分布電容加大，致使脈沖上升沿變壞。

圖5圖3的低頻等效電路

圖6脈沖下降階段的等效電路（3）下降階段

下降階段的信號源相當(dāng)于直流電源Usm串聯(lián)的開關(guān)S由閉合到斷開的階段，它與上升階段雖然是相對的過程，但有兩個(gè)不同；一是電感Lm1中有勵(lì)磁電流，并開始釋放，因此Lm1不能略去；二是開關(guān)S斷開后，Rs便不起作用，由此得出下降階段的等效電路，見圖6。

一般來說，在脈沖變壓器平頂階段以后，Lm1中存儲了比較大的磁能，因此在開關(guān)斷開后，會出現(xiàn)劇烈的振蕩，并產(chǎn)生很大的下沖。為了消除下沖往往采用阻尼措施。2功率變壓器的參數(shù)及公式2.1變壓器的基本參數(shù)在磁路中，磁通集中的程度，稱為磁通密度或磁感應(yīng)強(qiáng)度，用B表示，單位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）單位，1T=104GS。另一方面，產(chǎn)生磁通的磁力稱為磁場強(qiáng)度，用符號H表示，單位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——繞組匝數(shù)I——電流強(qiáng)度li——磁路長度磁性材料的磁滯回線表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化這一過程的磁特性變化。圖7為一典型的磁化曲線。由坐標(biāo)0點(diǎn)到a點(diǎn)這段曲線稱起始磁化曲線。曲線中的一些關(guān)鍵點(diǎn)是十分重要的，BS：飽和磁通密度，Br：剩磁，HC：矯頑磁力。當(dāng)Br越接近于BS值時(shí)，磁滯曲線的形狀越接近于矩形，見圖8（a），同時(shí)矯頑磁力HC越大時(shí)，磁滯曲線越寬，這表明這種磁性材料的磁化特性越硬，表明這種材料為硬磁性材料。當(dāng)Br和BS相差越大，矯頑磁力HC越小時(shí)，即磁滯曲線越瘦，表明這種材料為軟磁性材料，脈沖變壓器的磁心材料應(yīng)選用軟磁性材料，見圖8（b）。

圖7不帶氣隙的磁滯回線

圖8硬/軟磁性材料和磁滯回線

（a）硬磁材料(b)軟磁材料

如果在磁心中開一個(gè)氣隙，將建立起一個(gè)有氣隙的磁路，它會改變磁路的有效長度。因?yàn)榭諝庀兜拇艑?dǎo)率為1，所以有效磁路長度le為le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路長度lg——空氣隙的磁路長度μi——磁性材料的磁導(dǎo)率對一個(gè)給定安匝數(shù)，有空氣隙磁心的磁通密度要比沒有空氣隙的磁通密度小。2.2設(shè)計(jì)變壓器的基本公式為了確保變壓器在磁化曲線的線性區(qū)工作，可用下式計(jì)算最大磁通密度（單位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——變壓器一次繞組上所加電壓（V）f——脈沖變壓器工作頻率（Hz)Np——變壓器一次繞組匝數(shù)（匝）Sc——磁心有效截面積（cm2）K——系數(shù)，對正弦波為4.44,對矩形波為4.0一般情況下，開關(guān)電源變壓器的Bm值應(yīng)選在比飽和磁通密度Bs低一些。變壓器輸出功率可由下式計(jì)算（單位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——導(dǎo)線電流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面積（cm2)So——磁心的窗口面積（cm2）3對功率變壓器的要求（1）漏感要小

圖9是雙極性電路（半橋、全橋及推挽等）典型的電壓、電流波形，變壓器漏感儲能引起的電壓尖峰是功率開關(guān)管損壞的原因之一。圖9雙極性功率變換器波形

功率開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電壓尖峰的大小和集電極電路配置、電路關(guān)斷條件以及漏感大小等因素有關(guān)，僅就變壓器而言，減小漏感是十分重要的。（2）避免瞬態(tài)飽和

一般工頻電源變壓器的工作磁通密度設(shè)計(jì)在B－H曲線接近拐點(diǎn)處，因而在通電瞬間由于變壓器磁心的嚴(yán)重飽和而產(chǎn)生極大的浪涌電流。它衰減得很快，持續(xù)時(shí)間一般只有幾個(gè)周期。對于脈沖變壓器而言如果工作磁通密度選擇較大，在通電瞬間就會發(fā)生磁飽和。由于脈沖變壓器和功率開關(guān)管直接相連并加有較高的電壓，脈沖變壓器的飽和，即使是很短的幾個(gè)周期，也會導(dǎo)致功率開關(guān)管的損壞，這是不允許的。所以一般在控制電路中都有軟啟動電路來解決這個(gè)問題。（3）要考慮溫度影響

開關(guān)電源的工作頻率較高，要求磁心材料在工作頻率下的功率損耗應(yīng)盡可能小，隨著工作溫度的升高，飽和磁通密度的降低應(yīng)盡量小。在設(shè)計(jì)和選用磁心材料時(shí)，除了關(guān)心其飽和磁通密度、損耗等常規(guī)參數(shù)外，還要特別注意它的溫度特性。一般應(yīng)按實(shí)際的工作溫度來選擇磁通密度的大小，一般鐵氧體磁心的Bm值易受溫度影響，按開關(guān)電源工作環(huán)境溫度為40℃考慮，磁心溫度可達(dá)60～80℃，一般選擇Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理進(jìn)行結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)從結(jié)構(gòu)上看，有下列幾個(gè)因素應(yīng)當(dāng)給予考慮：漏磁要小，減小繞組的漏感；便于繞制，引出線及變壓器安裝要方便，以利于生產(chǎn)和維護(hù)；便于散熱。4磁心材料的選擇軟磁鐵氧體，由于具有價(jià)格低、適應(yīng)性能和高頻性能好等特點(diǎn)，而被廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源中。軟磁鐵氧體，常用的分為錳鋅鐵氧體和鎳鋅鐵氧體兩大系列，錳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要應(yīng)用在1MHz以下的各類濾波器、電感器、變壓器等，用途廣泛。而鎳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各種調(diào)感繞組、抗干擾磁珠、共用天線匹配器等。在開關(guān)電源中應(yīng)用最為廣泛的是錳鋅鐵氧體磁心，而且視其用途不同，材料選擇也不相同。用于電源輸入濾波器部分的磁心多為高導(dǎo)磁率磁心，其材料牌號多為R4K～R10K，即相對磁導(dǎo)率為4000～10000左右的鐵氧體磁心，而用于主變壓器、輸出濾波器等多為高飽和磁通密度的磁性材料，其Bs為0.5T（即5000GS）左右。開關(guān)電源用鐵氧體磁性材應(yīng)滿足以下要求：（1）具有較高的飽和磁通密度Bs和較低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，對于變壓器和繞制結(jié)果有一定影響。從理論上講，Bs高，變壓器的繞組匝數(shù)可以減小，銅損也隨之減小。在實(shí)際應(yīng)用中，開關(guān)電源高頻變換器的電路形式很多，對于變壓器而言，其工作形式可分為兩大類：1）雙極性。電路為半橋、全橋、推挽等。變壓器一次繞組里正負(fù)半周勵(lì)磁電流大小相等，方向相反，因此對于變壓器磁心里的磁通變化，也是對稱的上下移動，B的最大變化范圍為△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）單極性。電路為單端正激、單端反激等，變壓器一次繞組在1個(gè)周期內(nèi)加上1個(gè)單向的方波脈沖電壓（單端反激式如此）。變壓器磁心單向勵(lì)磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之間變化，見圖7，這時(shí)的△B=Bm－Br，若減小Br，增大飽和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝數(shù)，減小銅耗。（2）在高頻下具有較低的功率損耗

鐵氧體的功率損耗，不僅影響電源輸出效率，同時(shí)會導(dǎo)致磁心發(fā)熱，波形畸變等不良后果。

變壓器的發(fā)熱問題，在實(shí)際應(yīng)用中極為普遍，它主要是由變壓器的銅損和磁心損耗引起的。如果在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)，Bm選擇過低，繞組匝數(shù)過多，就會導(dǎo)致繞組發(fā)熱，并同時(shí)向磁心傳輸熱量，使磁心發(fā)熱。反之，若磁心發(fā)熱為主體，也會導(dǎo)致繞組發(fā)熱。

選擇鐵氧體材料時(shí)，要求功率損耗隨溫度的變化呈負(fù)溫度系數(shù)關(guān)系。這是因?yàn)?，假如磁心損耗為發(fā)熱主體，使變壓器溫度上升，而溫度上升又導(dǎo)致磁心損耗進(jìn)一步增大，從而形成惡性循環(huán)，最終將使功率管和變壓器及其他一些元件燒毀。因此國內(nèi)外在研制功率鐵氧體時(shí)，必須解決磁性材料本身功率損耗負(fù)溫度系數(shù)問題，這也是電源用磁性材料的一個(gè)顯著特點(diǎn)，日本TDK公司的PC40及國產(chǎn)的R2KB等材料均能滿足這一要求。（3）適中的磁導(dǎo)率相對磁導(dǎo)率究竟選取多少合適呢？這要根據(jù)實(shí)際線路的開關(guān)頻率來決定，一般相對磁導(dǎo)率為2000的材料，其適用頻率在300kHz以下，有時(shí)也可以高些，但最高不能高于500kHz。對于高于這一頻段的材料，應(yīng)選擇磁導(dǎo)率偏低一點(diǎn)的磁性材料，一般為1300左右。（4）較高的居里溫度居里溫度是表示磁性材料失去磁特性的溫度，一般材料的居里溫度在200℃以上，但是變壓器的實(shí)際工作溫度不應(yīng)高于80℃，這是因?yàn)樵?00℃以上時(shí)，其飽和磁通密度Bs已跌至常溫時(shí)的70％。因此過高的工作溫度會使磁心的飽和磁通密度跌落的更嚴(yán)重。再者，當(dāng)高于100℃時(shí)，其功耗已經(jīng)呈正溫度系數(shù)，會導(dǎo)致惡性循環(huán)。對于R2KB2材料，其允許功耗對應(yīng)的溫度已經(jīng)達(dá)到110℃，居里溫度高達(dá)240℃，滿足高溫使用要求。5開關(guān)電源功率變壓器的設(shè)計(jì)方法5.1雙極性開關(guān)電源變壓器的計(jì)算設(shè)計(jì)前應(yīng)確定下列基本條件：電路形式,開關(guān)工作頻率,變壓器輸入電壓幅值,開關(guān)功率管最大導(dǎo)通時(shí)間,變壓器輸出電壓電流,輸出側(cè)整流電路形式，對漏感及分布電容的要求，工作環(huán)境條件等。（1）確定磁心尺寸1）求變壓器計(jì)算功率PtPt的大小取決于變壓器輸出功率及輸出側(cè)整流電路形式：全橋電路，橋式整流：Pt=(1＋1/n)Po半橋電路，雙半波整流：Pt=(1/n＋)Po推挽電路，雙半波整流：Pt=(/n＋)Po式中：Po=UoIo，直流輸出功率。Pt可在（2～2.8）Po范圍內(nèi)變化，Po及Pt均以瓦（W）為單位。n=N1/N2,變壓匝數(shù)比。2）確定磁通密度BmBm與磁心的材料、結(jié)構(gòu)形式及工作頻率等因素有關(guān)，又要考慮溫升及磁心不飽和等要求。對于鐵氧體磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）計(jì)算磁心面積乘積SpSp等于磁心截面積Sc（cm2）及窗口截面積So（cm2）的乘積，即Sp=ScSo=[(Pt×104)/4BmfKwKj]1.16(cm4)式中：Kw——窗口占空系數(shù)，與導(dǎo)線粗細(xì)、繞制工藝及漏感和分布電容的要求等有關(guān)。一般低壓電源變壓器取Kw=0.2～0.4。Kj——電流密度系數(shù)，與鐵心形式、溫升要求等有關(guān)。對于常用的E型磁心，當(dāng)溫升要求為25℃時(shí)，Kj=366；要求50℃時(shí)，Kj=534。環(huán)型磁心，當(dāng)溫升要求為25℃時(shí)，Kj=250;要求50℃時(shí)，Kj=365。由Sp值選擇適用于或接近于Sp的磁性材料、結(jié)構(gòu)形式和磁心規(guī)格。（2）計(jì)算繞組匝數(shù)1）一次繞組匝數(shù)：N1=(Up1ton×10－2)/2BmSc(匝)式中：Up1——一次繞組輸入電壓幅值（V）ton——一次繞組輸入電壓脈沖寬度（μs）2）二次繞組匝數(shù)：N2=(Up2N1）/Up1（匝）……Ni=(UpiN1）/Up1(匝)式中：Up2…Upi——二次繞組輸出電壓幅值（V）（3）選擇繞組導(dǎo)線導(dǎo)線截面積Smi=Ii/j(mm2)式中：Ii——各繞組電流有效值（A）j——電流密度j=KjSp－0.14×10－2(A/mm2)（4）損耗計(jì)算1）繞組銅損Pmi=Ii2Rai(W)式中：Rai——各繞組交流電阻（Ω），Ra=KrRd，Rd——導(dǎo)線直流電阻，Kr——趨表系數(shù),Kr=(D/2)2/(D－△)·△,D——圓導(dǎo)線直徑（mm），△——穿透深度（mm），圓銅導(dǎo)線△=66.1/f0.5（f：電流頻率，Hz）變壓器為多繞組時(shí)，總銅損為Pm=Ii2Rai(W)2）磁心損耗Pc=PcoGc式中：Pco——在工作頻率及工作磁通密度情況下單位質(zhì)量的磁心損耗（W/kg）Gc——磁心質(zhì)量（kg）3）變壓器總損耗Pz=Pm＋Pc（W）（5）溫升計(jì)算變壓器由于損耗轉(zhuǎn)變成熱量，使變壓器溫度上升，其溫升數(shù)值與變壓器表面積ST有關(guān)ST=式中：Sp——磁心面積乘積（cm4）KS——表面積系數(shù)，E型磁心KS=41.3，環(huán)型磁心KS=50.95.2單極性開關(guān)電源變壓器的計(jì)算設(shè)計(jì)前應(yīng)確定下列基本條件：電路形式，工作頻率，變換器輸入最高和最低電壓，輸出電壓電流，開關(guān)管最大導(dǎo)通時(shí)間，對漏感及分布電容的要求，工作環(huán)境條件等。（1）單端反激式計(jì)算1）變壓器輸入輸出電壓一次繞組輸入電壓幅值UP1=Ui－△U1式中：Ui——變換器輸入直流電壓（V）△U1——開關(guān)管及線路壓降（V）二次繞組輸出電壓幅值UP2=U02＋△U2……UPi=U0i＋△Ui式中：U02…U0i——直流輸出電壓（V）△U2…△Ui——整流管及線路壓降（V）2）一次繞組電感臨界值(H)式中：n——變壓器匝數(shù)比n=tonUp1/toffUp2ton——額定輸入電壓時(shí)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間（μs）toff——開關(guān)管截止時(shí)間（μs）T——開關(guān)電源工作周期（μs），T=1/f，f：工作頻率（Hz）Po——變壓器輸出直流功率（W）通常要求一次繞組實(shí)際電感Lp1≥Lmin3)確定工作磁通密度單端反激式變壓器工作在單向脈沖狀態(tài)，一般取飽和磁通密度值（Bs）的一半，即脈沖磁通密度增量△Bm=BS/2(T)4）計(jì)算磁心面積乘積Sp=392Lp1Ip1D12/△Bm(cm4)式中：Ip1——一次繞組峰值電流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中：Up1min——變壓器輸入最低電壓幅值（V）Dmax——最大占空比，Dmax=tonmax/TD1——一次繞組導(dǎo)線直徑（mm），由一次繞組電流有效值I1確定，單向脈沖時(shí)I1=Ip1（ton/T）0.55）空氣隙長度lg=0.4πLp1Ip12/△Bm2SC(cm)6）繞組匝數(shù)計(jì)算一次繞組，有氣隙時(shí)N1=△Bmlg×104/0.4πIp1(匝)無氣隙時(shí)(匝)式中：LC——磁心磁路長度（cm）μe——磁心有效磁導(dǎo)率，由工作的磁通密度和直流磁場強(qiáng)度及磁性材料決定，查閱磁心規(guī)格得出。二次繞組N2=[Up2(1－Dmax)/Up1minDmax]N1……Ni=[Upi(1－Dmax)/UpiminDmax]N1（2）單端正激式計(jì)算單端正激式電路工作的特點(diǎn)是一、二次繞組同時(shí)工作，另加去磁繞組，因此計(jì)算方法與雙極性電路類似。1）二次繞組峰值電流等于直流輸出電流，即IP2=I022）二次繞組電壓幅值開關(guān)電源功率變壓器的設(shè)計(jì)方法Up2=(Uo2＋△U2)/D(V)式中：Uo2——輸出直流電壓（V）△U2——整流管及線路壓降（V）D——額定工作狀態(tài)時(shí)的占空比D=ton/T3）變壓器輸出功率P2=(DUp2Ip2)(W)式中：Up2——變壓器輸出電壓幅值（V）Ip2——二次繞組峰值電流（A）4）確定磁心體積Ve=(12.5βP2×103)/f(cm3)式中：β——計(jì)算系數(shù)，工作頻率f=30～50kHz時(shí)，β=0.3由Ve值選擇接近尺寸的磁心。5）一次繞組匝數(shù)N1=(Up1ton×10－2)/f(匝)式中：Up1——變壓器輸入額定電壓幅值（V）6）二次繞組匝數(shù)N2=(Up2/Up1)N1……Ni=UpiN1/Up17）去磁繞組匝數(shù)NH=N18）繞組電流有效值二次側(cè)：I2=Ip2一次側(cè)：I1=Up2I2/Up1去磁：IH=(5～10)％I1＊＊＊上述僅是常規(guī)計(jì)算方法，由于所選用材料及工藝的不同，有些數(shù)據(jù)應(yīng)做相應(yīng)的調(diào)整。還應(yīng)做漏感、分布電容、溫升及窗口校核等計(jì)算，這些計(jì)算較繁瑣，經(jīng)驗(yàn)性較強(qiáng)，必要時(shí)請閱專著。作者簡介張乃國

男

1937年生,清華大學(xué)副教授。于1959年（22歲）編著《小型變壓器的設(shè)計(jì)與制作》一書，受到讀者歡迎，兩次重印，1965年出修訂本。1988年又主編出版《小功率電源變壓器》一書，選作電工電子技術(shù)人員培訓(xùn)及晉升職稱參考用書。曾發(fā)表多篇有關(guān)電子變壓器的論文?，F(xiàn)任本雜志執(zhí)行主編（來信請寄本刊編輯部）。

收稿日期：1999.8.6

定稿日期：1999.11.20網(wǎng)上服務(wù)如對本文有什么意見或建議，請發(fā)電子郵件：sunlane@pub.xaonline開關(guān)電源發(fā)展到今天，從以前的線性電源、相控電源發(fā)展到現(xiàn)在的開關(guān)電源，它伴隨著頻率的提高，效率的增加，功率密度的提高，特別是開關(guān)電源逐漸要求小型化的今天，對開關(guān)電源的熱分析的要求越來越高。

有統(tǒng)計(jì)資料表明，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10%元器件溫升為50C時(shí)的壽命只有溫升為25C時(shí)的1/6。而高頻開關(guān)電源這一類擁有大功率發(fā)熱器件的設(shè)備，溫度更是影響其可靠性的重要因素，因此熱設(shè)計(jì)愈加成為開關(guān)電源產(chǎn)品設(shè)計(jì)的關(guān)鍵一環(huán)，熱設(shè)計(jì)的效果百接關(guān)系到開關(guān)電源能否長期正常、穩(wěn)定工作的重要因素。熱設(shè)計(jì)是開關(guān)電源設(shè)備結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)中不可忽略的一個(gè)環(huán)節(jié)，直接決定產(chǎn)品的成功與否，良好的熱設(shè)計(jì)是保證設(shè)備運(yùn)行穩(wěn)定可靠的基礎(chǔ)。

熱設(shè)計(jì)一般都隨著開關(guān)電源的初步設(shè)計(jì)開始，而一個(gè)好的熱設(shè)計(jì)[2]，首先就得對它的主要發(fā)熱元件的功耗有一個(gè)比較準(zhǔn)確的預(yù)估，這樣就對開關(guān)電源內(nèi)部元件的布局和冷卻方式的選擇有很好的指導(dǎo)意義。

1開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)

圖1是開關(guān)電源常用的主電路拓?fù)洹Ｔ陂_關(guān)電源中主要發(fā)熱器件是開關(guān)管、整流二極管、變壓器及電感等。2開關(guān)管的功耗

開關(guān)管的工作過程[1]分為四個(gè)階段，即開通階段、關(guān)斷階段、導(dǎo)通階段、截止階段。圖2是開關(guān)管工作過程時(shí)的電壓電流波形。設(shè)各個(gè)階段的時(shí)間依次為tr，tf，ton，toff，在圖中采取了分段折線處理，實(shí)際的電壓電流波形比這復(fù)雜。計(jì)算開關(guān)管的功耗可以將這四個(gè)階段功耗加起來即為開關(guān)管在一個(gè)周期的功耗總和。在開關(guān)管截止期間，集電極電壓uCE=UC≈Ui，(Ui為一次整流濾波后的直流電壓)，集電極電流iC=ICO(ICO為集電極漏電流)。開關(guān)管導(dǎo)通后，集電極電流從IC1增大到IC2，集電極電壓uCB=UCBS（UCBS為飽和壓降）。在開關(guān)管由截止轉(zhuǎn)為導(dǎo)通的電壓上升期間，或是由導(dǎo)通轉(zhuǎn)為截止的電壓下降期間，開關(guān)管的電流并不是立即下降至ICO或上升至IC2，而是以某一斜率逐漸下降或上升，這樣就會產(chǎn)生開關(guān)管的開通損耗與關(guān)斷損耗，由圖2的近似波形可知在開關(guān)管電壓上升過程中電壓和電流分別為：

iCr=Ic0+(IC1-IC0)t/tr

UCEr=UC-(UC-UCES)t/tr

下降期間其電壓和電流分別為：

iCF=IC2-(IC2-IC0)t/tf

uCEF=UCES+(UC-UCES)t/tf

開關(guān)管在開通階段的損耗為

開關(guān)管在關(guān)斷階段的損耗為

實(shí)際上，目前大功率開關(guān)管生產(chǎn)工藝已較成熟，即使在晶體管表面溫度達(dá)到100℃時(shí)[見參獻(xiàn)文獻(xiàn)[3]，UCES約為1～3V，IC0約0.5～1mA，而UC≈Ui，一般Ui為220V交流電直接整流濾波后的直流電壓，其值為300V左右，而IC約為數(shù)百毫安至數(shù)安培，考慮到

UC﹥﹥UCES,IC1﹥﹥ICO,IC2﹥﹥IC0

從而有

Wr≈IC1UCtr，Wf≈IC2UCtf

開關(guān)管在導(dǎo)通階段的損耗為

開關(guān)管在截止階段的損耗為

Woff=IC0UCtoff

一周期內(nèi)開關(guān)管的平均損耗為

當(dāng)脈沖變壓器電感量L最夠大時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通期間集電極電流變化不大，IC1≈IC2=IC，可得

PC=1/T[IC0UCtoff+ICUCESton+ICUC(tr+tf)]3整流二極管的功耗

整流二極管的功率損耗主要分為正向?qū)üβ蕮p耗和反向截止時(shí)的功率損耗，圖3為二極管工作時(shí)的電壓和電流波形圖。正向?qū)〒p耗功率為

WP=IDUDtD

其中正向?qū)娏鱅D較大，但正向?qū)▔航礥D約為0.6～0.7V，tD為正向?qū)〞r(shí)間。

當(dāng)二次整流二極管上的電壓由正變負(fù)時(shí)，由于二極管內(nèi)少數(shù)載流子的存儲效應(yīng)，二極管中的電流不會立即變?yōu)榱悖谴嬖谝粋€(gè)反向截止時(shí)間tR(見圖3)，可近似得到此時(shí)二極管的功率損耗為

4變壓器及電感的功耗

眾所周知，變壓器與電感結(jié)構(gòu)基本相同，這里主要討論電感損耗。電感損耗包括兩方面：其一是與磁芯相關(guān)的損耗，即鐵損；其二是與電感繞組相關(guān)的損耗，即銅損。等效模型如圖4所示。磁芯損耗包括磁滯損耗和渦流損耗，其值可通過計(jì)算B，然后根據(jù)電感數(shù)據(jù)手冊，確定出磁芯損耗。獲得B的方法有兩種途徑：一是根據(jù)電感數(shù)據(jù)手冊的計(jì)算公式，B=K×L×i(t)×IDC，其中K為常量。二是△B為繞組上電壓與時(shí)間的乘積與電感匝數(shù)和有效截面積之比，即

△B(t)=UL×ton/A

開關(guān)電源中的高頻交流電，會產(chǎn)生電流的趨膚效應(yīng)，繞組的實(shí)際電阻會隨頻率的提高而增大，大于RDC，即有一個(gè)交流電阻。因此，在計(jì)算銅損時(shí)就包括兩個(gè)方面的損耗，直流電阻產(chǎn)生的損耗和交流電阻產(chǎn)生的損耗。直流電阻RDC，電感的數(shù)據(jù)手冊已給出，交流電阻可通過求基波滲透深度和繞組線徑求得。設(shè)繞組的線徑為扎基波滲透深度為r，則

RAC/RDC=πd2/πd2-π(d-r)2

電感的銅損為

Pcu=PRDC+PRC=I2DC×RDC+I2ACRMS×RAC

IDC已知，，I為電感的紋波電流，IACRMS為交流電流的均方根值，PRAC為交流電阻的消耗功率，PRDC為直流電阻上消耗功率，Uin為變壓器輸入端的電壓。

5結(jié)論

本文通過對開關(guān)電源主要元器件的功耗進(jìn)行了分析并提出了相應(yīng)的計(jì)算方法，這對在開關(guān)電源的熱設(shè)計(jì)中具有非常重要的指導(dǎo)意義，它可以對元件的布局和冷卻方式的選擇等工作提供很好的依據(jù)，有助于節(jié)約開發(fā)時(shí)間和提高設(shè)計(jì)的成功率。散熱設(shè)計(jì)的一些基本原則從有利于散熱的角度出發(fā),印制版最好是直立安裝,板與板之間的距離一般不應(yīng)小于2cm,而且器件在印制版上的排列方式應(yīng)遵循一定的規(guī)則:·對于采用自由對流空氣冷卻的設(shè)備,最好是將集成電路(或其它器件)按縱長方式排列,如圖3示;對于采用強(qiáng)制空氣冷卻的設(shè)備,最好是將集成電路(或其它器件)按橫長方式排列.·同一塊印制板上的器件應(yīng)盡可能按其發(fā)熱量大小及散熱程度分區(qū)排列,發(fā)熱量小或耐熱性差的器件(如小信號晶體管、小規(guī)模集成電路、電解電容等)放在冷卻氣流的最上流(入口處),發(fā)熱量大或耐熱性好的器件(如功率晶體管、大規(guī)模集成電路等)放在冷卻氣流最下游.·在水平方向上,大功率器件盡量靠近印制板邊沿布置,以便縮短傳熱路徑;在垂直方向上,大功率器件盡量靠近印制板上方布置,以便減少這些器件工作時(shí)對其它器件溫度的影響.·對溫度比較敏感的器件最好安置在溫度最低的區(qū)域(如設(shè)備的底部),千萬不要將它放在發(fā)熱器件的正上方,多個(gè)器件最好是在水平面上交錯(cuò)布局.·設(shè)備內(nèi)印制板的散熱主要依靠空氣流動,所以在設(shè)計(jì)時(shí)要研究空氣流動路徑,合理配置器件或印制電路板.空氣流動時(shí)總是趨向于阻力小的地方流動,所以在印制電路板上配置器件時(shí),要避免在某個(gè)區(qū)域留有較大的空域.整機(jī)中多塊印制電路板的配置也應(yīng)注意同樣的問題.電子設(shè)備散熱的重要性

在電子設(shè)備廣泛應(yīng)用的今天.如何保證電子設(shè)備的長時(shí)間可靠運(yùn)行,一直困擾著工程師們.造成電子設(shè)備故障的原因雖然很多,但是高溫是其中最重要的因素(其它因素重要性依次是振動Vibration、潮濕Humidity、灰塵Dust),溫度對電子設(shè)備的影響高達(dá)60%.

溫度和故障率的關(guān)系是成正比的,可以用下式來表示:

F=Ae-E/KT

其中:

F=故障率,

A=常數(shù)

E=功率

K=玻爾茲曼常量(8.63e-5eV/K)

T=結(jié)點(diǎn)溫度如何對產(chǎn)品進(jìn)行熱設(shè)計(jì),首先我們可以從芯片廠家提供的芯片Datasheet為判斷的基礎(chǔ)依.如何理解Datasheet的相關(guān)參數(shù)呢?下面將對Datasheet中常用的熱參數(shù)逐一說明.一、Datasheet中和散熱有關(guān)的幾個(gè)重要參數(shù)P--芯片功耗,單位W(瓦).功耗是熱量產(chǎn)生的直接原因.功耗大的芯片,發(fā)熱量也一定大.Tc--芯片殼體溫度,單位℃.Tj--結(jié)點(diǎn)溫度,單位℃.隨著結(jié)點(diǎn)溫度的提高,半導(dǎo)體器件性能將會下降.結(jié)點(diǎn)溫度過高將導(dǎo)致芯片工作不穩(wěn)定,系統(tǒng)死機(jī),最終芯片燒毀.Ta--環(huán)境溫度,單位℃.Tstg--存儲溫度,單位℃.芯片的儲存溫度.Rja/θja--結(jié)點(diǎn)到環(huán)境的熱阻,單位℃/W.Rjc/θjc--結(jié)點(diǎn)到芯片殼的熱阻,單位℃/WΨjt--可以理解為結(jié)點(diǎn)到芯片上表面的熱阻.當(dāng)芯片熱量只有部分通過上殼散出的時(shí)候的熱阻參數(shù).LFM--風(fēng)速單位,英尺/分鐘.4.5英寸的4層PCB中間,環(huán)境溫度測試探頭距離這塊PCB的板邊緣12英寸.可見我們產(chǎn)品幾乎不可能滿足這種測試條件.因此,Ta在這里對我們來說,沒什么意義.在這種情況下保守的做法是:保證芯片的殼體溫度Tc﹤Ta-max,一般來說芯片是可以正常工作的.>br>

直接提供Tc-max--這種情況相對較少,處理也相對簡單.只需保證Tc﹤Tc-max即可.>br>

提供Tj、Rjc/θjc、P--近2年來,隨著熱設(shè)計(jì)的重要性不斷提高,大部分的芯片資料都會提供上述參數(shù).基本公式如下:

Tj=Tc+Rjc*P

只要保證Tj﹤Tj-max即可保證芯片正常工作.

歸根結(jié)底,我們只要能保證芯片的結(jié)點(diǎn)溫度不超過芯片給定的最大值,芯片就可以正常工作.如何判斷芯片是否需要增加散熱措施第一步:搜集芯片的散熱參數(shù).主要有:P、Rja、Rjc、Tj等第二步:計(jì)算Tc-max:Tc-max=Tj-Rjc*P第三步:計(jì)算要達(dá)到目標(biāo)需要的Rca:Rca=(Tc-max-Ta)/P