模擬電子技術(shù)第4章集成運算放大器

第四章集成運算放大器集成運算放大器是一種高增益的多級直接耦合放大電路。本章主要介紹集成運放內(nèi)部電路的一般組成、電流源電路、差動放大電路的基本工作原理，以及集成運放的主要技術(shù)性能指標。4.1集成運算放大器的基本組成集成運放內(nèi)部電路具有以下特點1級間采用直接耦合方式。2盡可能地用有源器件代替無源器件，利用晶體管代替較大的電阻。3盡量采用對稱性電路結(jié)構(gòu)，保證器件參數(shù)的一致性，提高電路的性能指標。集成運放的分類通用型集成運放：各種性能參數(shù)取值適中，適用于一般應(yīng)用場合。專用型集成運放：突出一項或幾項指標要求，如高輸入電阻型、低功耗型等。

第四章集成運算放大器

通用型集成運放的內(nèi)部由4個部分組成，即輸入級、中間級、輸出級和電流源電路（偏置電路和有源負載），如圖4-1所示。4.1集成運算放大器的基本組成輸入級中間級輸出級電流源圖4-1通用型集成運放內(nèi)部電路的一般組成第四章集成運算放大器圖4-2(a)是一個由BJT構(gòu)成的電流源電路。即使A端電位在較大范圍內(nèi)變化，電流IC也基本不變。這種電路可以等效為一個高內(nèi)阻的電流源元件，如圖4-2(c)所示。圖4-2

分立元件電流源電路4.2集成電流源電路(a)(c)采用適當?shù)妮o助電路可以使其恒流特性更接近于理想情況。下面討論幾種常見的電流源。第四章集成運算放大器4.2.1鏡像電流源鏡像電流源如圖4-3所示。晶體管VT1、VT2的性能參數(shù)具有很好的對稱性，即IB1=IB2=IB，β1=β2=β，IC1=IC2=IC。由圖4-3可知，IC1=IR-2IB=IR-2IC1/β，而基準電流IR=（VCC-VBE）/R，所以有圖4-3

鏡像電流源電路(4-1)當β>>2時，VCC4.2集成電流源電路從上式可以看出，當R確定后，IR就確定了，IC2也隨之確定，把IC2看作IR的鏡像，所以稱圖4-3為鏡像電流源。I1第四章集成運算放大器在圖4-3所示電路中，當β不夠大時，IC2就與IR存在一定的差別，為了彌補這一不足，在電路中接入VT3，如圖所示。

帶緩沖級的鏡像電流源電路（補充）4.2集成電流源電路bebe可見，利用緩沖級VT3的電流放大作用，減小了IB對IR的分流作用，從而提高了IC2與IR互成鏡像的精度。第四章集成運算放大器我們也可以用一個基準電流產(chǎn)生多個電流源。如圖4-4所示的電路就是一個3路鏡像電流源。

圖4-43路鏡像電流源4.2集成電流源電路由于參數(shù)的一致性，IB1=IB2=IB3=IB4=IB，即IE5=4IB，故∴第四章集成運算放大器4.2.2比例電流源圖4-5

比例電流源電路(4-5)VCC∵VT1、VT2的基極對地電位相等。根據(jù)發(fā)射結(jié)電流方程,有(4-6)(4-7)(4-8)∴∴4.2集成電流源電路第四章集成運算放大器4.2.2比例電流源圖4-5

比例電流源電路VCC(4-8)∴由于參數(shù)對稱性IS1=IS2，故若兩管射極電流比例在10倍以內(nèi)，則在室溫下，兩管VBE相差60mV，不到VBE（約0.7V）的10%。因此，可近似地認為VBE1=VBE2，由(4-5)式(4-9)4.2集成電流源電路第四章集成運算放大器4.2.2比例電流源圖4-5

比例電流源電路VCC(4-9)(4-10)因為IE1≈IR，IE2≈IC2，所以(4-11)(4-12)4.2集成電流源電路其中第四章集成運算放大器思考題：多路電流源電路如圖所示。已知各BJT的參數(shù)、VBE的數(shù)值相同，求各電流源IC1、IC2及IC3與基準電流IR的關(guān)系。4.2集成電流源電路IC=IR-ΣIB/(1+β)，當β較大時，有IC≈IR∴由于各管的β、VBE相同，則當IR確定后，改變各電流源射極電阻，可獲得不同比例的輸出電流。第四章集成運算放大器4.2.3微電流源圖4-6

微電流源電路利用兩管基—射極電壓差△VBE可以控制輸出電流IC2。由于△VBE的數(shù)值很小，故用阻值不大的Re2即可獲得微小的工作電流，稱為微電流源。鏡像電流源和比例電流源適用于較大工作電流（毫安量級）的場合，若需要減少IC2的值（例如微安級），必然要求基準電阻R的值很大，而在集成電路中制作大電阻很不方便。因此，需要研究改進型的電流源。若將圖4-5所示中的RE1短路，就成為一個微電流源電路，如圖4-6。4.2集成電流源電路∴(*)將(4-8)式代入(*)式，得到第四章集成運算放大器4.2.3微電流源圖4-6

微電流源電路上式為一個超越方程，不可能解出IC2。但是，若給定IR=(VCC-VBE1)/R和IC2的值，可以選擇RE2(4-14)4.2集成電流源電路因為β>>1，則IR≈IE1，IC2≈IE2，所以已知VCC=9V，VBE1=0.7V，要使IR=1mA,IC2=10μA，求R和RE2的值。第四章集成運算放大器4.2.4集成有源負載放大電路在選擇共射放大電路的集電極電阻RC時，常常遇到這樣的矛盾：為了獲得較大的電壓增益，必須選用較大阻值的RC。但增大RC，必然使RC上的直流壓降增大。為了保證BJT的的動態(tài)范圍，需要提高電源電壓。很高的電源電壓又會增大電路功耗和必須提高BJT的耐壓參數(shù)等。4.2集成電流源電路VCEQ=VCC-ICRCVCCVCC/RCQ因此，通過選用阻值很大的RC來提高電壓增益的方案是行不通的。第四章集成運算放大器集成電流源的伏安特性曲線如圖4-8(a)所示。由圖看出，電流源的動態(tài)電阻很大，而靜態(tài)電阻較小。因此，在放大電路的交流通路中，利用其動態(tài)電阻大的特點可以提高電壓增益；在放大電路的直流通路中，利用其靜態(tài)電阻小的特點，使直流壓降較小，不需要提高電源電壓。采用電流源作為集電極負載（或射極負載）的放大電路稱為BJT有源負載放大器。有源負載共射放大電路如圖4-8(b)所示。4.2集成電流源電路圖4-8(b)有源負載共射放大電路VT2與VT3構(gòu)成鏡像電流源VT3為VT1的有源負載放大管VT1為基極輸入——集電極輸出結(jié)構(gòu)，構(gòu)成共射放大電路，輸出電壓與輸入電壓反向。第四章集成運算放大器集成電流源的伏安特性曲線如圖4-8(a)所示。由圖看出，電流源的動態(tài)電阻很大，而靜態(tài)電阻較小。因此，在放大電路的交流通路中，利用其動態(tài)電阻大的特點可以提高電壓增益；在放大電路的直流通路中，利用其靜態(tài)電阻小的特點，使直流壓降較小，不需要提高電源電壓。采用電流源作為集電極負載（或射極負載）的放大電路稱為BJT有源負載放大器。有源負載共射放大電路如圖4-8(b)所示。4.2集成電流源電路圖4-8(b)有源負載共射放大電路VT2與VT3構(gòu)成鏡像電流源VT3為VT1的有源負載放大管VT1為基極輸入——集電極輸出結(jié)構(gòu)，構(gòu)成共射放大電路，輸出電壓與輸入電壓反向。4.3差動放大電路4.3.1直接耦合放大電路的零點漂移問題當直接耦合放大電路輸入電壓信號為零時，放大器的輸出端靜態(tài)直流電位Vo漂移不定，即在預(yù)期的輸出直流電位的基礎(chǔ)上，產(chǎn)生無規(guī)則、緩慢的變化。這種現(xiàn)象稱為放大電路的零點漂移現(xiàn)象。第四章集成運算放大器圖4-9直接耦合放大器的零點漂移4.3差動放大電路電源電壓波動、器件參數(shù)改變、溫度的變化都可以產(chǎn)生零點漂移，其中溫度的變化是產(chǎn)生零點漂移的主要原因。因此，將零點漂移又稱為溫度漂移，簡稱溫漂。溫漂帶來的危害主要有兩方面：其一，導(dǎo)致工作點偏離，使放大器輸出產(chǎn)生非線性失真；其二，使放大電路喪失放大微小信號的能力。因為輸出溫漂信號混雜在被放大的有用信號之中，當有用的輸出信號與輸出端的溫漂大小相當時，有用的輸出信號將會被輸出溫漂所“淹沒”。

為了抑制溫漂，提出了差動放大電路。第四章集成運算放大器4.3差動放大電路4.3.2差動放大電路的工作原理與性能分析

差動放大電路如圖4-10所示。該電路的特點是電路兩側(cè)元件參數(shù)對稱，兩個發(fā)射極相連并由公共發(fā)射電阻RE將他們耦合在一起，所以也稱為射極耦合差動放大電路。電路采用雙電源供電，VCC的負端和VEE的正端連在一起，作為公共電位。圖4-10基本差動放大電路第四章集成運算放大器4.3差動放大電路圖4-10所示的電路有兩個輸入端和兩個輸出端。這個特點使該電路的使用分為多種情況。從輸入方式看：輸入信號可以分別由兩個輸入端對地加輸入信號vi1和vi2，稱為雙端比較輸入。若其中一個信號為零（接地）時，則稱為單端輸入；也可以將輸入電壓信號vi加在兩個輸入端之間（浮地），則稱為雙端差模輸入（或浮地輸入）。從輸出方式看：可以從一個輸出端對地接負載電阻，稱為單端輸出；也可以在兩個輸出端之間接負載電阻，稱為雙端輸出（或浮地輸出）。圖4-10基本差動放大電路第四章集成運算放大器4.3差動放大電路4.3.2.1靜態(tài)分析

當vi1=vi2=0時，即兩個輸入端對地短路時，差動電路處于靜態(tài)。此時公共射極電位VE=-VBE≈-0.7V，流過RE的電流圖4-10基本差動放大電路(4-16)(4-17)(4-18)由于兩側(cè)對稱，所以集電極電位(4-19)靜態(tài)時由于電路的對稱性，兩個輸出端的直流電位相等，即使溫度發(fā)生變化，由于溫度變化對兩側(cè)電路的影響是相同的，故兩個輸出端的直流電位相等關(guān)系仍能保持。可見，差放電路的對稱性越好，對雙端輸出時溫漂的抑制能力越強。第四章集成運算放大器IIEQ1IEQ2ICQ1ICQ24.3差動放大電路第四章集成運算放大器思考題：電路如圖所示。Re1=Re2=100Ω，BJT的β=100，VBE=0.6V。求(1)Q點(IB1、IC1、VCE1)；(2)當vi1=0.01V、v2=-0.01V時，求輸出電壓vo=vo1-vo2的值；(3)當C1、C2間接入負載電阻RL=5.6kΩ時，求vo的值；(4)求電路的差模輸入電阻Rid、共模輸入電阻Ric和輸出電阻Ro。(1)求靜態(tài)工作點靜態(tài)時，vi1=vi2=0V，即兩管的基極為地電位。由于電路兩邊對稱，因此有：IC1=IC2≈Io/2=1(mA)IB1=IC1/β=1/100=0.01(mA)VBE=VB-VE，∴VE=VB-VBE=-0.6VVCE1=VCC-IC1RC1-VE=10-1×5.6-(-0.6)=5(V)4.3差動放大電路4.3.2.2差模放大特性如果差動放大器的兩個輸入端的輸入電壓大小相等，極性相反，即vid1=-vid2，則將vid1、vid2分別稱為輸入端1和輸入端2的差模輸入信號。由圖4-10可以看出，若一側(cè)基極電位升高vid1，使iE1增大，則另一側(cè)基極電位降低vid1，使iE2減小。在小信號情況下，射極電流增大量與減小量相等。這就是說，小信號差模輸入時，RE中的電流將保持靜態(tài)值不變，即流過RE的差模信號為零。因此，圖4-11中RE被開路。圖4-11基本差動放大電路的差模交流通路第四章集成運算放大器圖4-10基本差動放大電路vid2vid1=-vid2虛地4.3差動放大電路4.3.2.2差模放大特性圖4-11基本差動放大電路的差模交流通路1.差模電壓放大倍數(shù)Avd

在小信號差模輸入的情況下，兩個輸出端的差模輸出信號vod1、vod2的極性也是相反的。若集電極C1電位瞬時降低，則集電極C2的瞬時電位必然升高。在圖示的參考方向下，雙端差模輸出電壓vod為vod=vod1-vod2=2vod1=-2vod2vid=vid1-vid2=2vid1=-2vid2雙端差模輸入電壓vid分別所以雙端輸入—雙端輸出差模電壓放大倍數(shù)為(4-20)即雙端輸入—雙端輸出差模電壓放大倍數(shù)等于單側(cè)共射放大電路的電壓放大倍數(shù)。第四章集成運算放大器4.3差動放大電路4.3.2.2差模放大特性圖4-11基本差動放大電路的差模交流通路而雙端輸入、單端輸出時的差模電壓放大倍數(shù)為

在負載開路的情況下，單模輸出差模電壓放大倍數(shù)等于雙模輸出差模電壓放大倍數(shù)的一半。

以上討論中，兩個輸出端之間未接入負載電阻RL。若接入負載電阻RL，則由于RL的中點在差模動態(tài)時保持電位不變，故在差模交流通路中，負載電阻RL等效為每個輸出端對地負載電阻，為RL/2。因此，有負載時的雙端輸入—雙端輸出的差模電壓放大倍數(shù)為(4-21)(4-22)第四章集成運算放大器RLT1T24.3差動放大電路4.3.2.2差模放大特性圖4-11基本差動放大電路的差模交流通路

以上討論中，兩個輸出端之間未接入負載電阻RL。若接入負載電阻RL，則由于RL的中點在差模動態(tài)時保持電位不變，故在差模交流通路中，負載電阻RL等效為每個輸出端對地負載電阻，為RL/2。因此，有負載時的雙端輸入—雙端輸出的差模電壓放大倍數(shù)為第四章集成運算放大器RL輸出端接入負載RL的情況x-xy4.3差動放大電路4.3.2.2差模放大特性輸出端接入負載電阻RL的情況

有負載時的雙端輸入—雙端輸出的差模電壓放大倍數(shù)為可見，差放電路對差模電壓信號具有放大作用。在靜態(tài)工作點一定時，差模電壓放大倍數(shù)與公共射極電阻RE無關(guān)。差放電路的差模電壓放大倍數(shù)是一個重要的性能指標。若單端輸出，即負載電阻RL接在一端對地，則單端輸出差模電壓放大倍數(shù)應(yīng)為(4-23)(4-24)第四章集成運算放大器RLT2T14.3差動放大電路4.3.2.2差模放大特性圖4-11基本差動放大電路的差模交流通路第四章集成運算放大器雙入雙出放大電路的交變等效通路2.差模輸入電阻Rid定義：差模輸入電阻定義為差模輸入電壓與差模輸入電流之比。(4-26)（差模輸入電阻越大越好）idid1id24.3差動放大電路4.3.2.2差模放大特性圖4-11基本差動放大電路的差模交流通路(4-26)第四章集成運算放大器（差模輸出電阻越小越好）雙入雙出放大電路的交變等效通路3.差模輸出電阻Rod從兩個輸出端向放大器看入的等效交流電阻近似等于2RC，故雙端輸出時差模輸出電阻單端輸出時的差模輸出電阻(4-27)4.3差動放大電路第四章集成運算放大器輸入方式雙端輸入輸出方式雙端輸出單端輸出差模電壓增益差模輸入電阻原理電路圖差模輸出電阻RLvid2vid1=-vid2（T1管輸出取負，T2管輸出取正）RL4.3差動放大電路第四章集成運算放大器思考題：電路如圖所示。Re1=Re2=100Ω，BJT的β=100，VBE=0.6V。求

(2)當vi1=0.01V、v2=-0.01V時，求輸出電壓vo=vo1-vo2的值；(3)當C1、C2間接入負載電阻RL=5.6kΩ時，求vo的值；(4)求電路的差模輸入電阻Rid和差模輸出電阻Rod。(2)求輸出電壓vo的值∵vi1=-vi2∴為差模輸入方式4.3差動放大電路第四章集成運算放大器(3)當接入負載電阻RL=5.6kΩ時，求輸出電壓vo的值因為VC1=VC2，RL中沒有靜態(tài)電流，相當于開路，所以當C1、C2間接入負載電阻RL時，對靜態(tài)工作點沒有影響。RL4.3差動放大電路第四章集成運算放大器(4)求電路的差模輸入電阻Rid和差模輸出電阻Rod差模輸入電阻Rid為RL差模輸出電阻Ro為4.3差動放大電路如果差動放大器的兩個輸入信號大小相等，極性相同，即vi1=vi2=vic，則稱之為共模輸入電壓信號，并用vic表示。這就是說，假設(shè)兩個輸入端同時加極性為正、大小相同的信號，則兩側(cè)基極電位同時升高，兩側(cè)基極電流同時增大，并且增大的量相等，即公共射極電阻RE中電流的增量為2△iE1=2△iE2，公共射極電位升高2△iE1RE=△iE1(2RE)。將公共射極電阻RE等效到單側(cè)后變?yōu)?RE，即可得差放電路的共模交流通路如圖4-12所示。圖4-12基本差動放大電路的共模交流通路第四章集成運算放大器4.3.2.3共模抑制特性圖4-10基本差動放大電路vi2vi1=vi22△iE12△iE1RE=△iE1R△iE1△iE1RE△iE1(2RE)RR△iE1R4.3差動放大電路圖4-12基本差動放大電路的共模交流通路1.共模電壓放大倍數(shù)Avc

雙端輸出共模電壓放大倍數(shù)若單端接負載電阻RL，則共模電壓放大倍數(shù)為(4-29)通常滿足條件第四章集成運算放大器4.3.2.3共模抑制特性(4-28)在理想對稱條件下，voc1=voc2，雙端輸出時共模電壓放大倍數(shù)Avc=0。單端輸出時的共模電壓放大倍數(shù)分別為所以(4-30)4.3差動放大電路圖4-12基本差動放大電路的共模交流通路第四章集成運算放大器4.3.2.3共模抑制特性(4-31)差放電路的共模輸出電阻與差模輸出電阻相同，即2.共模輸入電阻Ric3.共模輸出電阻Roc單端輸出時雙端輸出時4.3差動放大電路第四章集成運算放大器輸入方式雙端輸入輸出方式雙端輸出單端輸出共模電壓增益共模輸入電阻原理電路圖共模輸出電阻RLvicvic1=vic2RC→RC//RL4.3差動放大電路第四章集成運算放大器差端交流通路共模交流通路vid2vid1=-vid2基本差放電路的原理圖△iE1-△iE10vic1=vic2vic2△iE1△iE12△iE1RE=△iE1(2RE)4.3差動放大電路第四章集成運算放大器輸入方式(雙端)差模輸出方式雙端輸出單端輸出電壓增益輸入電阻輸出電阻共模交流通路單端輸出雙端輸出RL/2RLRLT1T24.3差動放大電路第三章場效應(yīng)管及其模擬電路4.3.2.4共模抑制比KCMR

在差分式電路中，無論是溫度變化，還是電源電壓的波動都會引起兩管集電極電流以及相應(yīng)的集電極電壓相同的變化，其效果相當于在兩個輸入端加入了共模信號。差模信號vi1=-vi2共模信號vi1=vi2有用的信號，需要放大無用的噪聲，需要抑制4.3差動放大電路第三章場效應(yīng)管及其模擬電路4.3.2.4共模抑制比KCMR或者用dB（分貝）為單位表示(4-32)(4-33)

為了衡量差動放大電路對差模電壓信號的放大能力和對共模電壓信號的抑制能力，引入差放電路的一個重要性能指標——共模抑制比，記為KCMR。其定義為在理想對稱情況下，雙端輸出時，Avc→0，所以KCMR→∞。單端輸出時，由式(4-24)和式(4-30)可得(4-34)4.3差動放大電路第三章場效應(yīng)管及其模擬電路4.3.2.5比較輸入時的放大特性共模輸入分量差模輸入分量(4-35)(4-36)如果兩個輸入端所加電壓信號vi1和vi2之間不滿足差模信號關(guān)系，又不滿足共模信號關(guān)系，則vi1和vi2是相互獨立的。這種輸入方式稱之為比較輸入方式。那么這種輸入方式差放電路的輸出響應(yīng)又該如何分析呢？分析思路：將輸入信號vi1和vi2分解為共模輸入分量與差模輸入分量，總的輸出響應(yīng)是共模響應(yīng)與差模響應(yīng)的代數(shù)和。設(shè)vi1=vic+vid1，vi2=vic+vid2，vid1=-vid2，可得

于是完成了輸入信號的分解。由式(4-36)和式(4-37)可得，兩個輸入端之間的差模輸入電壓vid=vid1-vid2=vi1-vi2。(4-37)4.3差動放大電路第三章場效應(yīng)管及其模擬電路例如：設(shè)vi1=10mV，vi2=-4mV。則：vic=(10-4)/2=3mV，vid1=[10-(-4)]/2=7mV，vid2=-[10-(-4)]/2=-7mV，

vid=vid1-vid2=vi1-vi2=10-(-4)=14mV。又例如：設(shè)vi1=10sint，vi2=6cost。則：vic=(10sint+6cost)/2=5sint+3cost，差模信號vid=vid1-vid2=10sint-4cost。vid1=[10sint-6cost]/2=5sint-3cost，vid2=-vid1=-5sint+3cost

在小信號的情況下，輸出電壓等于差模響應(yīng)與共模響應(yīng)的代數(shù)和雙端輸出時：單端輸出時：(4-38)(4-39)4.3差動放大電路第三章場效應(yīng)管及其模擬電路單端輸入是比較輸入的一個特例，即其中一個輸入端輸入信號為零。例如，vi2=0，此時共模分量vic=vi1/2，等效到每端差模分量vid1=-vid2=vi1/2。兩個輸入端之間總的差模信號為vi1。4.3差動放大電路第三章場效應(yīng)管及其模擬電路思考題：雙端輸入雙端輸出理想的差分式放大電路如圖題6.2.2所示。求解下列問題：(1)若vi1=1500μV,vi2=500μV，求差模輸入電壓vid，共模輸入電壓vic的值；(2)若Avd=100，求輸出電壓vod的值；(3)當輸入電壓為vid時，若從T2的c2端輸出，求vc2與vid的相位關(guān)系；(4)若輸出電壓vo=100vi1-999vi2時，求電路的Avd、Avc和KCMR的值。若vi1=1500μV，vi2=500μV，求差模輸入電壓vid，共模輸入電壓vic的值共模輸入電壓vic為差模輸入電壓vid為4.3差動放大電路第三章場效應(yīng)管及其模擬電路思考題：雙端輸入雙端輸出理想的差分式放大電路如圖題6.2.2所示。求解下列問題：若Avd=100，求輸出電壓vod的值vc2與vid的同相當輸入電壓為vid時，若從T2的c2端輸出，求vc2與vid的相位關(guān)系若輸出電壓vo=100vi1-999vi2時，求電路的Avd、Avc和KCMR的值。輸出電壓為∴差模電壓增益共模電壓增益共模抑制比4.3差動放大電路4.3.3具有電流源的差動放大電路差動放大電路存在的缺點是共模抑制比KCMR不夠高。例如基本差動放大電路單端輸出時的共模抑制比為第四章集成運算放大器增大β和RE來提高KCMR(單)

?REIIEQ1IEQ2ICQ1ICQ2圖4-10基本差動放大電路通過增大β和RE來提高KCMR(單)

是行不通的。(4-34)4.3差動放大電路4.3.3具有電流源的差動放大電路

若利用電流源代替RE，則可以有效地克服上述缺點。由于提高電流源電流可以減小rbe，電流源交流內(nèi)阻遠大于RE，所以使KCMR(單)大大提高。具有電流源的差放電路如圖4-13所示。電流源采用鏡像電流源。第四章集成運算放大器圖4-13帶電流源的差放電路4.3差動放大電路第四章集成運算放大器差模交流通路圖4-11共模交流通路圖4-12差模電壓增益共模電壓增益共模抑制比r為電流源的等效交流內(nèi)阻，它遠大于RE4.4集成運放的輸出級電路第四章集成運算放大器

集成運放要求輸出級向負載提供足夠大的信號電壓和電流，并且具有盡可能小的輸出電阻。因此，選用射極輸出器是適宜的。圖4-14為互補型射極輸出器。VT1和VT2分別為NPN管和PNP管。圖4-14互補型射極輸出器當vi=0時，兩管處于截止狀態(tài)。IB1=IB2=0，IC1=IC2=0，vo=0當vi為正半周期時，T1導(dǎo)通，T2截止。iE1=(β+1)iB1RL上輸出電壓vo的正半周近似等于vi的正半周期。當vi為負半周期時，T1截止，T2導(dǎo)通。iE2=(β+1)iB2RL上輸出電壓vo的負半周近似等于vi的負半周期。

可見，由于NPN和PNP對電壓極性要求相反，故兩管交替導(dǎo)通，可共同完成放大電流的任務(wù)。其最大輸出電壓的幅度約等于VCC。4.4集成運放的輸出級電路第四章集成運算放大器

上述互補輸出器的主要缺點是輸出波形產(chǎn)生“交越失真”。由BJT的輸入特性曲線可以看出，當輸入信號電壓值小于死區(qū)電壓時，iB=0，iC=0，無輸出響應(yīng)。當vi值雖大于死區(qū)電壓但比較小時，輸入特性呈指數(shù)關(guān)系，使iC對vi的跨導(dǎo)具有非線性，故輸出電壓波形如圖4-15所示。

為了減小交越失真，可以給VT1、VT2發(fā)射結(jié)加一個正偏電壓，其值稍大于死區(qū)電壓，使BJT的靜態(tài)電流略大于零。只要輸入電壓信號不為零，就可以產(chǎn)生輸出響應(yīng)，減小了交越失真。在集成運放中常采用的偏置電路如圖4-16所示。謝謝觀看/歡迎下載BYFAITHIMEANAVISIONOFGOODONECHERISHESANDTHEENTHUSIASMTHATPUSHESONETOSEEKITSFULFILLMENTREGARDLESSOFOBSTACLES.BYFAITHIBYFAITH52歐債危機3解救方案1歐債危機簡介4近年動態(tài)聚焦2危機原因深究5歐債危機與中國歐債危機的全面觀歐債危機53相關(guān)概念主權(quán)債務(wù)：指一國以自己的主權(quán)為擔保向外，不管是向國際貨幣基金組織還是向世界銀行，還是向其他國家借來的債務(wù)主權(quán)債務(wù)違約:現(xiàn)在很多國家，隨著救市規(guī)模不斷的擴大，債務(wù)的比重也在大幅度的增加主權(quán)信用評價:體現(xiàn)一國主權(quán)債務(wù)違約的可能性，評級機構(gòu)依照一定的程序和方法對主權(quán)機構(gòu)（通常是主權(quán)國家）的政治、經(jīng)濟和信用等級進行評定，并用一定的符號來表示評級結(jié)果。1歐債危機簡介54歐債危機，全稱歐洲主權(quán)債務(wù)危機，是指自2009年以來在歐洲部分國家爆發(fā)的主權(quán)債務(wù)危機。歐債危機是美國次貸危機的延續(xù)和深化，其本質(zhì)原因是政府的債務(wù)負擔超過了自身的承受范圍。歐債危機簡介55開端三大評級機構(gòu)的卷入發(fā)展比利時，西班牙陷入危機蔓延龍頭國受到影響升級7500億穩(wěn)定機制達成歐債危機簡介發(fā)展過程561歐債危機簡介歐豬五國PIIGS（PIIGS—歐債風險最大的五個國家英文名稱第一個字母的組合）希臘——債務(wù)狀況江河日下

葡萄牙——債務(wù)將超經(jīng)濟產(chǎn)出西班牙——危險的邊緣意大利——債務(wù)狀況嚴重愛爾蘭——債務(wù)恐繼續(xù)增加57目前，希臘屬歐盟經(jīng)濟欠發(fā)達國家之一，經(jīng)濟基礎(chǔ)較薄弱，工業(yè)制造業(yè)較落后。海運業(yè)發(fā)達，與旅游、僑匯并列為希外匯收入三大支柱。農(nóng)業(yè)較發(fā)達，工業(yè)主要以食品加工和輕工業(yè)為主。希臘已陷入經(jīng)濟衰退5年，債務(wù)危機持續(xù)2年多，已經(jīng)給希臘經(jīng)濟、政治和社會帶來了極大的破壞。嚴重經(jīng)濟衰退帶來的直接后果是，失業(yè)率高企，民眾生活每況愈下。與此同時，政府收入銳減，償債目標一再被推遲。2011年11月，希臘失業(yè)率高達21%，超過100萬人待業(yè)。。目前，希臘社會階層情緒對立嚴重，普通民眾認為，正是當權(quán)者無所作為，才將這個國家引向了目前這種災(zāi)難性局面。而政府官員普遍存在的貪污腐敗和無所作為，更是加重了民眾的不滿。希臘債務(wù)危機58葡萄牙是發(fā)達國家里經(jīng)濟較落后的國家之一，工業(yè)基礎(chǔ)較薄弱。紡織、制鞋、旅游、釀酒等是國民經(jīng)濟的支柱產(chǎn)業(yè)。軟木產(chǎn)量占世界總產(chǎn)量的一半以上，出口位居世界第一。經(jīng)濟從2002年起有所下滑，2003年經(jīng)濟負增長1.3%。2004年國內(nèi)生產(chǎn)總值為1411.15億歐元，經(jīng)濟增長1.2%。2005年國內(nèi)生產(chǎn)總值為1472.49億歐元，人均國內(nèi)生產(chǎn)總值為13800歐元，經(jīng)濟增長率為0.3%。葡萄牙債務(wù)危機592010年1月11日，穆迪警告葡萄牙若不采取有效措施控制赤字將調(diào)降該國債信評級。

2010年4月，葡萄牙已經(jīng)呈現(xiàn)陷入主權(quán)債務(wù)危機的苗頭。葡萄牙當時的公共債務(wù)為GDP的77%，與法國處于相同水平；但是，企業(yè)以及家庭、人均的債務(wù)均超過了希臘和意大利，高達GDP的236%，葡萄牙債券已被投資者列為世界上第八大高風險債券。2011年3月15日，穆迪把對葡萄牙的評級從A1下調(diào)至A3。穆迪稱，葡萄牙將面對很高的融資成本，是否能夠承受尚難預(yù)料，該國財政緊縮目標能否如期實現(xiàn)也存在變數(shù)。再考慮到全球經(jīng)濟形勢仍不明朗、歐洲中央銀行可能提高利率以及高油價帶來更高經(jīng)濟運行成本，該機構(gòu)決定下調(diào)該國主權(quán)信用評級。60惠譽2010年12月把葡萄牙主權(quán)信用評級從“AA－”調(diào)低至“A＋”2011年3月25日，標普宣布將葡萄牙長期主權(quán)信貸評級從“A-”降至“BBB”，3月29日，標普宣布將葡萄牙主權(quán)信用評級下調(diào)1級至BBB-2011年4月1日，惠譽下調(diào)葡萄牙評級，將其評級下調(diào)至最低投資級評等BBB-。稱債臺高筑的葡萄牙需要救援。2011年4月，葡萄牙10年期國債的預(yù)期收益率已經(jīng)升至9.127%，創(chuàng)下該國加入歐元區(qū)以來的新高。與此同時葡萄牙將至少有約90億歐元的債務(wù)到期，葡萄牙政府實在支撐不住了，既沒錢、沒法償還到期的債務(wù)，又沒有有效的融資途徑，不得不提出經(jīng)濟救援申請。61房地產(chǎn)泡沫是愛爾蘭債務(wù)危機的始作俑者。2008年金融危機爆發(fā)后，愛爾蘭房地產(chǎn)泡沫破滅，整個國家五分之一的GDP遁于無形。隨之而來的便是政府稅源枯竭，但多年積累的公共開支卻居高不下，財政危機顯現(xiàn)。更加令人擔憂的是，該國銀行業(yè)信貸高度集中在房地產(chǎn)及公共部門，任何一家銀行的困境都可能引發(fā)連鎖反應(yīng)。愛爾蘭5大銀行都瀕臨破產(chǎn)。為了維護金融穩(wěn)定，愛爾蘭政府不得不耗費巨資救助本國銀行，把銀行的問題“一肩挑”，從而導(dǎo)致財政不堪重負。財政危機和銀行危機，成為愛爾蘭的兩大擔憂。史上罕見，公共債務(wù)將占到GDP的100%。消息一公布，愛爾蘭國債利率隨即飆升。愛爾蘭十年期國債利率已直抵9%，是德國同期國債利率的三倍。由此掀開了債務(wù)危機的序幕。房地產(chǎn)業(yè)綁架了銀行，銀行又綁架了政府，這就是愛爾蘭陷入主權(quán)債務(wù)危機背后的簡單邏輯。

愛爾蘭債務(wù)危機622011年9月19日，標普宣布，將意大利長期主權(quán)債務(wù)評級下調(diào)一級，從A+降至A，前景展望為負面。在希臘債務(wù)危機愈演愈烈之際，意大利評級下調(diào)對歐洲來說無疑是雪上加霜。2010年意政府債務(wù)總額已達1.9萬億歐元，占GDP比例高達119%，在歐元區(qū)內(nèi)僅次于希臘。由于意大利債務(wù)總額超過了希臘、西班牙、葡萄牙和愛爾蘭四國之和，因此被視為是“大到救不了”的國家。意大利債務(wù)危機63

意大利和其他出現(xiàn)債務(wù)危機的歐洲國家所面臨的，并不是簡單收支失衡問題，而是根本性的經(jīng)濟擴張動能不足問題。這些南歐國家在享受高福利的同時，卻逐漸失去全球經(jīng)濟競爭力。其不同程度存在的用工制度僵化、創(chuàng)新能力低、企業(yè)活力不足、偷稅以及政治內(nèi)耗劇烈等，是解決債務(wù)危機的重要障礙。然而，目前意政府乃至整個歐元區(qū)在應(yīng)對債務(wù)危機上，還僅僅以緊縮開支、修復(fù)政府短期資產(chǎn)負債表為主攻方向，在體制性改革問題上卻重視不夠。倘若這些陷入危機的南歐國家不進行一番傷筋動骨的體制性改革，債務(wù)危機將無法獲得根本性解決。642011年10月7日，惠譽宣布將西班牙的長期主權(quán)信用評級由“AA+”下調(diào)至“AA-”，評級展望為負面。2011年10月18日，繼惠譽和標普之后，穆迪也宣布將西班牙的主權(quán)債務(wù)評級下調(diào)兩檔至A1，前景展望為負面經(jīng)濟疲軟、財政“脫軌”，加上超高的失業(yè)率和低迷的房地產(chǎn)市場讓西班牙已不堪重負。該國經(jīng)濟增長乏力、財政債臺高筑和房地產(chǎn)市場萎靡不振，以及這些問題之間不斷加深的負面反饋效應(yīng)。西班牙債務(wù)危機651.影響歐元幣值的穩(wěn)定2.拖累歐元區(qū)經(jīng)濟發(fā)展3.延長歐元區(qū)寬松貨幣的時間4.歐元地位和歐元區(qū)穩(wěn)定將經(jīng)受考驗5.威脅全球經(jīng)濟金融穩(wěn)定1歐債危機簡介主要影響66crisis2整體經(jīng)濟實力不均1協(xié)調(diào)機制與預(yù)防機制的不健全3歐元體制天生弊端4.歐式社會福利拖累6歐洲一體化進程5民主政治的異化:2歐債危機形成原因671.歐元區(qū)內(nèi)部機制：協(xié)調(diào)機制運作不暢，預(yù)防機制不健全,致使救助希臘的計劃遲遲不能出臺，導(dǎo)致危機持續(xù)惡化。

2.整體經(jīng)濟實力薄弱：遭受危機的國家大多財政狀況欠佳，政府收支不平衡在歐元區(qū)內(nèi)部存在嚴重的結(jié)構(gòu)失衡問題，地域經(jīng)濟水平的差異和經(jīng)濟結(jié)構(gòu)差異導(dǎo)致債務(wù)危機國家的競爭力削弱；

3.歐元體制天生弊端：作為歐洲經(jīng)濟一體化組織，歐洲央行主導(dǎo)各國貨幣政策大權(quán)，歐元具有天生的弊端，經(jīng)濟動蕩時期，無法通過貨幣貶值等政策工具，因而只能通過舉債和擴大赤字來刺激經(jīng)濟,《穩(wěn)定與增長公約》沒有設(shè)立退出機制；2債務(wù)危機形成原因主要原因684.歐式社會福利拖累：高福利制度異化與人口老齡化，希臘等國高福利政策沒有建立在可持續(xù)的財政政策之上(凱恩斯主義財政政策的長期濫用)，歷屆政府為討好選民，盲目為選民增加福利，導(dǎo)致赤字擴大、公共債務(wù)激增，償債能力遭到質(zhì)疑。

5.民主政治的異化:6.歐盟內(nèi)部：德國堅定地致力于構(gòu)建“一體化”歐洲的戰(zhàn)略，法國有相同的意向，但同時也希望通過“歐洲一體化”來遏制德國。德法有足夠的經(jīng)濟實力和雄厚的財力在歐債危機之初，甚至現(xiàn)在在很短時間內(nèi)疚可遏制危機蔓延并予以解決。之所以久拖不決，其根本目的在于借歐債危機之“機”，整頓財政紀律（特別市預(yù)算權(quán)），迫使成員國部分讓出國家財政主權(quán)，以建立統(tǒng)一的歐洲財政聯(lián)盟，在救助基金及歐洲央行的配合下，行使歐元區(qū)“財政部”的職能，以便加速推進歐洲一體化進程2債務(wù)危機形成原因主要原因691評級機構(gòu)2財務(wù)造假3積稅與就業(yè)4EU引起威脅2債務(wù)危機形成原因關(guān)于評級機構(gòu)及其他70二、1.評級機構(gòu):美國三大評級機構(gòu)則落井下石，連連下調(diào)希臘等債務(wù)國的信用評級。(2009年10月20日，希臘政府宣布當年財政赤字占國內(nèi)生產(chǎn)總值的比例將超過12%，遠高于歐盟設(shè)定的3%上限。隨后，全球三大評級公司相繼下調(diào)希臘主權(quán)信用評級，歐洲主權(quán)債務(wù)危機率先在希臘爆發(fā)。)至此，國際社會開始擔心，債務(wù)危機可能蔓延全歐，由此侵蝕脆弱復(fù)蘇中的世界經(jīng)濟。2財務(wù)造假埋下隱患：希臘因無法達到《馬斯特里赫特條約》所規(guī)定的標準，即預(yù)算赤字占GDP3%、政府負債占GDP60%以內(nèi)的標準，于是聘請高盛集團進行財務(wù)造假，以順利進入歐元區(qū)。3.稅基與就業(yè)不樂觀：經(jīng)濟全球化深度推進帶來稅基萎縮與高失業(yè)4．歐盟的威脅：馬歇爾計劃催生出的歐共體，以及在此基礎(chǔ)上形成的歐盟，超出了美國最初的戰(zhàn)略設(shè)定，一個強大的足以挑戰(zhàn)美元霸主地位的歐元有悖于美國的戰(zhàn)略目標。

2債務(wù)危機形成原因關(guān)于評級機構(gòu)及其他711歐盟峰會成果（2011.10）2歐盟峰會成果（2011.12）3宋鴻兵3解救方案72一、銀行體系注資問題

3解救方案之10月峰會歐盟被迫采取一系列措施提供流動性，借以穩(wěn)定銀行體系：歐洲央行聯(lián)合美聯(lián)儲、英國央行、日本央行和瑞士央行在3個月內(nèi)向歐洲銀行提供無限量貸款；歐洲央行重啟抵押資產(chǎn)債券的收購；歐洲央行重新發(fā)放12個月期銀行貸款。在此次峰會上，歐盟領(lǐng)導(dǎo)人達成一致，要求歐洲90家主要商業(yè)銀行在2012年6月底前必須將資本金充足率提高到9%。銀行國別資本補充額度（單位：億歐元）希臘300西班牙262意大利147葡萄牙78法國88德國52總計約1060733解救方案之10月峰會二、EFSF擴容問題實現(xiàn)“EFSF的杠桿化操作”，即以目前現(xiàn)有資金向高比例債券提供擔保，主要分為兩種方式：方式一：按20-25%的比例，用EFSF剩余資金額度為新發(fā)債券提供“信用增級”，投資者購買債券時可以購買“風險保險”，從而使債券獲得EFSF的擔保，當債券出現(xiàn)違約損失時，債權(quán)人可以從EFSF獲得至少20%的面值補償；方式二：依托EFSF成立“特別用途工具”（也有稱“特別用途投資工具”，縮寫為SPV/SPIV），吸納歐盟以外民間或主權(quán)基金以充實EFSF可用資金額度。743解救方案之10月峰會三、希臘主權(quán)債務(wù)減記問題歐盟和IMF：1090億歐元援助貸款銀行等私人投資者：自愿減記21%私人債僅減記幅度第二輪救助計劃所需資金21%252050%114060%1090私人債僅減記幅度與第二輪救助希臘計劃所需資金對比753解救方案之12月峰會一、達成“新財政協(xié)議”財政協(xié)議的主要內(nèi)容包括：1.政府預(yù)算應(yīng)實現(xiàn)平衡或盈余，年度結(jié)構(gòu)性赤字不得超過名義GDP的0.5%；2.成員國超過歐盟委員會設(shè)定的3%的赤字上限，將受到歐盟制裁，除非多數(shù)歐元區(qū)成員國反對；3.債務(wù)占比超過60%的國家，其債務(wù)削減數(shù)量指標的細則必須依據(jù)新的規(guī)定；歐盟將加強對成員的財政監(jiān)督和評估，有權(quán)要求涉嫌違反《穩(wěn)定與增長公約》的成員國重新修改預(yù)算；4建立并落實各成員國政府債券發(fā)行計劃事先報告制度5.加強財政一體化；加強協(xié)調(diào)與管理，強化歐元區(qū)。763解救方案之十二月峰會二、強化EFSF和ESM強化EFSF：迅速實施EFSF的杠桿化擴容方案；歡迎歐洲央行作為EFSF介入市場操作的代理機構(gòu)；EFSF將繼續(xù)發(fā)揮作用，為已啟動的項目提供融資。調(diào)整ESM：ESM提前至2012年7月啟動；歐盟委員會和歐洲央行為維護金融和經(jīng)濟穩(wěn)定，可對金融援助做出緊急決定，達到85%多數(shù)同意即可；實繳資本和ESM已發(fā)放貸款的比率維持在15%以上。（同時運行，強化救助能力）

773解救方案之12月峰會三、向IMF注資，提高救助資金的融資規(guī)?！半p邊貸款”：共注資2000億歐元歐元區(qū)國家央行：1500億歐元非歐元區(qū)國家：500億歐元783解救方案之宋鴻兵建議化解危機的辦法：一、財政同盟（效仿美國統(tǒng)一的財政部所具備的轉(zhuǎn)移支付的功能）二、歐洲央行（ECB）入市，收購流動性差的資產(chǎn)三、發(fā)行歐盟債券四、銀行同盟，使銀行資本能夠跨境自由流動792014--06情況好轉(zhuǎn)，恢復(fù)態(tài)勢良好各項經(jīng)濟指標觸底回升財政監(jiān)管、金融監(jiān)管機制2014--07歐債危機重演趨勢增加歐洲股市全線大跌的元兇“歐洲銀行業(yè)”歐版QE計劃遲遲未公布（量化寬松，簡稱QE，是一種貨幣政策，主要指各國央行通過公開市場購買政府債券、銀行金融資產(chǎn)等做法。）4歐債危機新動態(tài)（2014-06至今）802014--09急性后逐漸平息轉(zhuǎn)入“慢性期”金融市場危機將漸漸“轉(zhuǎn)移”成實體經(jīng)濟減速低增長、高通脹2014--10增長遲滯的頑固期大規(guī)模的債務(wù)負