并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置設(shè)計畢業(yè)設(shè)計說明書

PAGE編號：畢業(yè)設(shè)計說明書題目：并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置設(shè)計學院：機電工程學院專業(yè)：電氣工程及其自動化學生姓名：李永貴學號：0600120316指導教師：郭福力職稱：工程師√題目類型：理論研究實驗研究工程設(shè)計工程技術(shù)研究軟件開發(fā)√2010

摘要隨著石化資源是日益枯竭和環(huán)境的持續(xù)惡化，人們把目光投向了可再生綠色能源。相對于風能、潮汐能、生物能、地熱能等可再生綠色能源光伏發(fā)電具有獨特的優(yōu)勢。其可以作為獨立電源供電，也可以并網(wǎng)發(fā)電，具有很高的靈活性。從光伏產(chǎn)業(yè)背景調(diào)查可知，我國是世界最大的光伏電池生產(chǎn)國已占全球總產(chǎn)量的三分之一。而我國2009年的太陽能電池的安裝量只有160MWp，僅占全國當年產(chǎn)量的4%，僅占全球當年安裝量的2.4%。截止到2009年底，我國光伏發(fā)電累計裝機容量也只有300MW。說明我國光伏發(fā)電還處于初始階段，光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)研究開發(fā)極具意義和經(jīng)濟價值。本文同時也介紹了光伏并網(wǎng)發(fā)電的發(fā)展現(xiàn)狀、關(guān)鍵技術(shù)和研究熱點。討論研究了功率變換電路的拓撲形式，并且根據(jù)實際情況，本文選擇了帶變壓器的采用單級隔離式結(jié)構(gòu)。對于控制技術(shù)的研究是本文的重點。通過對相位跟蹤方法的研究，最終采用軟件鎖相環(huán)技術(shù)來進行并網(wǎng)相位跟蹤控制；采用等面積算法實現(xiàn)SPWM控制；分析了多種最大功率點跟蹤（MPPT）方法，著重分析了擾動觀察法的算法；同時,并應用數(shù)字采樣實現(xiàn)逆變器欠壓、過流保護。最后，根據(jù)以上的研究工作，設(shè)計制作了基于AVR單片機控制的光伏發(fā)并網(wǎng)電樣機以驗證上述理論的正確性，為進一步研究打下基礎(chǔ)。關(guān)鍵字：SPWM控制；逆變電路；MPPT控制；鎖相環(huán)；光伏發(fā)電

AbstractWiththeincreasingdepletionoffossilresourcesandtheenvironmentcontinuedtodeteriorate,itsightsonrenewablegreenenergy.Comparedwithtidalenergy,biomass,geothermalandotherrenewableenergyphotovoltaicGreenhasuniqueadvantages.Itcanbeusedasanindependentpowersupplyandpowergenerationcanhavehighflexibility.BackgroundchecksfromthePVindustry,itcanseethat,Chinaistheworld'slargestproducerofphotovoltaiccellsaccountedforonethirdofglobalproduction,whileChinatoinstallsolarcellsisonly160MWp,only4%ofthenationaloutputoftheyear,onlytheworld'scurrentinstalledcapacityof2.4%in2009.Asoftheendof2009,China'stotalinstalledcapacityofphotovoltaicpowergenerationisonly300MW.ShowsthatChinaisstillintheinitialstagesofphotovoltaicpowergeneration,photovoltaicpowergenerationtechnologyresearchanddevelopmentofgreatsignificanceandeconomicvalue.Thispeperisreviewedthedevelopmenthistoryofgridconnetedphotovoltaicpowergeneration,thekeytechnologiesandtheresearchfulfocusesofgridconnectedphotovoltaicgenerator.Thenthetopologiesofgrid-connectedinverterarestudied,andthetopologyofsingle-stagewithtransformerischosen,basedonthefactualcircs.Thekeypointofthispaperistheresearchonthecontroltechnology.Basedonthestudyofthephasetrackingmethod,theSoft-PLLtechnologyiscarryonthegrid-connectcontrol;andtheinverterSPWMcontrolisbasedonequal-areaalgorithm;severalmethodsofMPPT(MaximumPowerPointTracking)isanalyzed,thedesirablyobservemethodisresearchedandadoptedtosolveMPPT;It'sveryimportantpartthatthetechniquesofmaximumpowerpointtrackingandislandingprotecting,butalsothetechniqueforinvertertoconnectedwithgridarediscussedatemphasis.Theundervoltageandover-currentprotectiontofinerterisbasedontheapplicationofdigitalsampling.Finally,asamplegrid-connectedphotovoltaicgeneratorisdesigned,whichiscontrolledbyAtmage16.Theexperimentalresultprovesthefeasibilityandreliabilityofthesystem,andlaythefoundationforfurtherstudy.Keywords:SPWMcontrol;invertercircuit;MPPTcontrol;PLL;PV

目錄引言 11 緒論 21.1 課題的背景及意義 21.2 光伏發(fā)電并網(wǎng)技術(shù) 31.2.1光伏電池的模型 31.2.2光伏發(fā)電并網(wǎng)功率變換技術(shù) 31.2.3光伏發(fā)電并網(wǎng)控制技術(shù) 51.3 本文的主要任務 62 方案設(shè)計 72.1 本次設(shè)計的具體要求 72.2 方案的提出 72.3 方案控制策略 93 硬件設(shè)計 103.1 主控芯片介紹 103.2 逆變主電路的設(shè)計 143.2.1電壓型逆變電路 143.2.2電流型逆變電路 153.2.3主逆變電路設(shè)計分析 173.3 SPWM發(fā)生電路 183.3.1SPWM調(diào)制方式 183.3.2關(guān)于SPWM的開關(guān)頻率 203.3.3SPWM發(fā)生電路 203.4 SPWM驅(qū)動電路 203.5 過零檢測電路 223.6 AD采樣電路 234 軟件設(shè)計 254.1 主程序 254.2 鎖相環(huán)控制算法的實現(xiàn) 264.2.1鎖相環(huán)控制原理 264.2.2鎖相環(huán)的實現(xiàn) 284.3 MPPT控制實現(xiàn) 294.3.1MPPT跟蹤方法 294.3.2擾動觀察算法法的實現(xiàn) 334.4 SPWM的算法實現(xiàn) 344.4.1SPWM算法 344.4.2SPWM等面積法算法的實現(xiàn) 364.5 AD采樣及過流、過壓保護 375 系統(tǒng)制作及調(diào)試 395.1 硬件調(diào)試 395.2 軟件調(diào)試 396 結(jié)論 41謝辭 42參考文獻： 43附錄 44附錄A 44附錄B 45附錄C 46 第51頁共50頁引言低壓直流并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)是針對光伏并網(wǎng)發(fā)電而進行研究的的技術(shù)。相對于其他能源而言太陽能是取之不盡用之不竭的清潔能源，是代替化石能源的理想選擇。以前由于技術(shù)和成本的原因，光伏并網(wǎng)發(fā)電并沒有的大規(guī)模的應用。隨著國家加大對光伏產(chǎn)業(yè)的扶持力度，光伏產(chǎn)業(yè)得到了飛速發(fā)展，使光伏發(fā)電的成本進一步的降低，達到了可規(guī)模應用的范圍（如上海崇明前衛(wèi)村太陽能光伏電站）。但是，現(xiàn)在國內(nèi)光伏電站的并網(wǎng)逆變器絕大多數(shù)從德國采購，而其產(chǎn)品價格高于德國企業(yè)在本國的售價。因此，研究低壓直流并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)仍然非常必要。如果結(jié)合飛速發(fā)展的單片機技術(shù)，可以研究出低成本的光伏并網(wǎng)發(fā)電控制器，適合小容量的光伏發(fā)電廠的應用。同時，對獨立光伏發(fā)電也是適用的。這樣就可以可以靈活應用再各種場合。緒論課題的背景及意義隨著經(jīng)濟的發(fā)展和社會的進步，人類對能源的需求越來越大，面臨著嚴峻的的能源危機和環(huán)境危機。目前所利用的的能源主要是化石能源，而石油、煤炭等化石資源是重要的不可再生的化工原料，不該作為燃料耗盡；另外，正由于化石燃料的利用，釋放了大量的SO2和CO2，SO2會引起酸雨，影響農(nóng)作物，侵蝕建筑物；大量的CO2加劇了全球的溫室效應，使得全球溫度升高，破壞生態(tài)系統(tǒng)，惡化人類生活環(huán)境。為此，我國在哥本哈根世界氣候大會提出了到2010年實現(xiàn)單位國內(nèi)生產(chǎn)總值能源消耗比2005年降低20%左右、到2010年努力實現(xiàn)森林覆蓋率達到20%、2020年可再生能源在能源結(jié)構(gòu)中的比例爭取達到16%等一系列目標?？稍偕茉从?，比如太陽能、風能、燃料電池、潮汐能、生物能、地熱能等等。相對于其他可再生能源能源，太陽能在發(fā)電利用方面除了具一些獨特的優(yōu)勢：(1)機動靈活：發(fā)電系統(tǒng)可以按能量需要決定模塊大小，擴容方便；(2)通用性：發(fā)出的電能并入市電，通過市電網(wǎng)絡傳輸，利用；(3)可存儲性：太陽能系統(tǒng)可以加入蓄電池儲存電能；(4)分布式電源：不但大幅節(jié)省遠程輸變電設(shè)備的費用以及線路損耗，而且可以提高整個電力系統(tǒng)的安全可靠性，尤其在抵御自然災害和戰(zhàn)備時；(5)光伏建筑集成：節(jié)約土地占用以及投入成本，這是太陽能發(fā)電最獨特的地方，也是目前研究的熱點方向。

光伏發(fā)電的成本在逐年下降。據(jù)統(tǒng)計，2006年全球光伏發(fā)電的平均成本是0.25美元/千瓦時，到2010年，平均成本將下降到0.14美元/千瓦時。當然，這個數(shù)據(jù)不包括企業(yè)的貸款利息以及稅收等費用。至于光伏發(fā)電成本何時能降到與常規(guī)能源發(fā)電成本相當，各國給出的預期有所不同。美國在2006年作出的預測是大約在2015年將實現(xiàn)平價上網(wǎng)，而德國則在2007年預測實現(xiàn)平價上網(wǎng)的時間點在2017年到2018年之間?？傊?，隨著光伏發(fā)電成本的下降，實現(xiàn)平價上網(wǎng)已經(jīng)為期不遠了。就2009年，全球太陽能電池安裝量為6.6GWp，比上年增長20%。其中，歐洲市場約占79%，北美和亞洲市場分別占8.7%和8.1%。其中，德國以3.2GWp的安裝量仍穩(wěn)居世界各國首位。截止到2009年年底，全球太陽能電池累計安裝量已達到24.5GWp。而我國2009年的太陽能電池的安裝量只有160MWp，僅占全國當年產(chǎn)量的4%，僅占全球當年安裝量的2.4%。截止到2009年底，我國光伏發(fā)電累計裝機容量也只有300MW。就我國的現(xiàn)狀而言，光伏發(fā)電應用還出于初始階段，離大規(guī)模應用還有相當長的路路要走。因此，研究光伏發(fā)電并網(wǎng)技術(shù)具有廣闊的前景和實際的經(jīng)濟價值。光伏發(fā)電并網(wǎng)技術(shù)光伏電池的模型光伏電池相當于具有與受光面平行的極薄PN結(jié)的大面積等效二極管因此可以假設(shè)光伏電池為一個二極管與太陽光電流發(fā)生源所并聯(lián)的等效電路但由于材料本身具有一定的電阻率基區(qū)和頂層都不可避免地要引入附加電阻，流經(jīng)負載的電流經(jīng)過它們時必然引起損耗在等效電路中可將它們的總效果用一個串聯(lián)電阻和并聯(lián)電阻以及PN結(jié)電容來表示如圖1.1所示圖1.1光伏電池等效電路在恒定光照下對于一個處于工作狀態(tài)的太陽能電池其光電流不隨工作狀態(tài)而變化，在等效電路中可將其看作是恒流源。通常情況下對的影響很小可忽略則單元太陽能電池的I-V方程為： (1-1)其中，為二極管的反向飽和電流，為太陽能電池的溫度；A為二極管因子。理想光伏電池的很大，可近似為無窮大。因此在一般性的分析中，項可以忽略。則方程可簡化為： (1-2)這樣我們就得到了光伏電池的基本模型。光伏發(fā)電并網(wǎng)功率變換技術(shù)太陽能功率變換器，電路拓撲的選擇相當重要，因為電路拓撲主要關(guān)系著效率、成本、安全以及可靠性。常用的電路結(jié)構(gòu)按有無變壓器分為變壓器隔離型與無變壓器隔離型兩類；按功率變換器的級數(shù)又可分為單級式與多級式兩類，基本的電路如圖1.2所示：圖1.2電路的拓撲結(jié)構(gòu)在圖2電路結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上發(fā)展出如圖1.3(a)所示的多方陣組合式和圖1.3(b)所示的多方陣協(xié)作式拓撲，下面對其做一個簡略的介紹。 (a)多方陣組合式 （b）多方陣協(xié)作式圖1.3新型拓撲結(jié)構(gòu)多方陣組合式拓撲：由若干個太陽能電池方陣經(jīng)過各自的DC-DC環(huán)節(jié)輸出到同一條直流母線上，作為同一個逆變器的輸入。這種拓撲，因為只用一個逆變器，所以在一定程度上降低了變換器的成本，更大的優(yōu)點在于各個太陽能方陣可以有各自的最大功率跟蹤，提高了系統(tǒng)效率，也可以使得由安置在不同傾斜面的或由多種型號的子光伏方陣組成一個較大的光伏系統(tǒng)并網(wǎng)發(fā)電成為可能。多方陣協(xié)作式也稱作主仆式，此拓撲由若干多個太陽能電池方陣，并要求光伏方陣安裝于同一傾斜面，要求每個子方陣具有相同的功率和電壓的組件串并聯(lián)，多個逆變器并聯(lián)運行。當早晨陽光由弱變強時，群控器隨機先選中一臺逆變器投入運行，當?shù)谝慌_逆變器接近滿載時再投入一臺逆變器，同時群控器通過指令將逆變器負載均分。當日落時，群控器發(fā)出命令，逐臺退出逆變器。逆變器的投入和退出完全由群控器依據(jù)光伏方陣的總功率進行分配，就像是“主人”支配著“仆人”。這樣可最大限度地降低逆變器低負載時的損耗；同時由于逆變器輪流投入，不需要時不投運，從而大大延長了逆變器的使用壽命。當網(wǎng)絡中某臺并網(wǎng)逆變器出現(xiàn)故障時，群控器使其和交直流母線斷開，實現(xiàn)整個系統(tǒng)的冗余運行。從而大大增加系統(tǒng)的運行可靠性。群控器同時還可提供友好的人機界面，用戶可以直接通過LCD液晶屏和按鍵實現(xiàn)運行參數(shù)察看、發(fā)電量查詢、故障查詢、參數(shù)設(shè)定功能。光伏發(fā)電變換器主要用于長期發(fā)電，因此效率也是一個相當重要的性能指光伏發(fā)電變換器不可能像一般電源系統(tǒng)那樣把最高效率點設(shè)計工作在某一個工作點，于是定義了“歐洲效率”來評估光伏發(fā)電變換器轉(zhuǎn)換器的效率：=0.03+0.06+0.13+0.1+0.48+0.2 (1.3)其中為在額定功率的xy％時變換器的效率。由于最高效率的提升已經(jīng)沒有多大的空間，所以現(xiàn)在更加關(guān)注的是如何提高在低功率時變換器的效率。多級式變換器必然帶來多次的能量損耗，變壓器的存在也加大的損耗，在低功率時對效率的影響更大，于是電路拓撲朝著單級無隔離式發(fā)展。無隔離式的變換器提高了效率、降低了成本，但這使得太陽能電池將直接與電網(wǎng)相連，這會在太陽能電池與地之間產(chǎn)生波動電壓，不但使得在太陽能電池周圍產(chǎn)生一個電磁場，而且在太陽能電池表面形成一個電容，波動電流給此電容充電，如果有人碰到太陽能電池時，就有觸電的隱患。對于這兩個影響的嚴重性，學術(shù)界爭論一直沒停止過，介于此危害的可能性，歐洲一些國家（如英國和意大利）明確禁用無變壓器隔離的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，然而一些研究表明無變壓器隔離而引起的影響是可以忽略不計的也不會導致危險，不過還是推薦：電容電流不要超過“危險電流”(大約10mA)。光伏發(fā)電并網(wǎng)控制技術(shù)關(guān)于光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)的講究，在國內(nèi)外做了大量的研究。其中主要集中在最大功率點跟蹤（MPPT）、并網(wǎng)控制技術(shù)、并網(wǎng)功率因數(shù)矯正、市電并聯(lián)控制、孤島效應偵測與保護技術(shù)等。難點主要集中在MPPT控制、孤島效應偵測和并網(wǎng)逆變效率上。雖然，目前已經(jīng)有產(chǎn)品應用到實際，但是還有許多問題有待完善。由于光伏發(fā)電與傳統(tǒng)發(fā)電方式不一樣，它的功率是隨著著光照而改變的，在短時間內(nèi)的變化也是不定的，同時存在功率的突變的問題（即需要孤島效應偵測的原因）。因此MPPT控制對并網(wǎng)發(fā)電的效率影響很大。概括來說控制技術(shù)的關(guān)鍵是：（1）MPPT控制：保證輸出功率始終是最大（2）光伏逆變并網(wǎng)控制：保證輸出的交流電流為高質(zhì)量的正弦波，同時保證與公共電網(wǎng)同壓、同頻、同相位。鑒于以上，本文的研究主要在MPPT控制、逆變并網(wǎng)和保護技術(shù)上。本文的主要任務本文利用AVR單片機作為主控制器搭建逆變并網(wǎng)控制電路。設(shè)計過程中最關(guān)鍵的兩個部分：系統(tǒng)硬件的設(shè)計和控制軟件的編寫。這也是在設(shè)計過程中需要解決的最關(guān)鍵的問題。（1）硬件問題逆變并網(wǎng)控制電路主要有4大部分，即SPWM發(fā)生器、逆變電路、頻率與相位檢測電路和保護反饋模塊。SPWM波形由單片機的程序發(fā)生，其是整個設(shè)計的核心電路。逆變電路采用全橋逆變電路。頻率和相位的檢測用單片機即定時器來實現(xiàn)。保護反饋模塊用AD采樣反饋來進行控制。（2）軟件問題軟件設(shè)計是本次設(shè)計的重點。因為所有的控制都是基于數(shù)字控制。主要涉及到SPWM、定時器和AD采樣編程。其中SPWM發(fā)生實時性要求高，為了避免輸出頻率誤差太大，它的中斷優(yōu)先級應該最高。方案設(shè)計設(shè)計就是根據(jù)題目的要求而對硬件和軟件進行規(guī)劃，并選擇最合適的硬件電路和軟件程序來達到目的。硬件設(shè)計是通過對設(shè)計要求的分析，對各種元器件的了解，而得出分立元件與集成塊的某些連接方法，以達到設(shè)計的功能要求。并且把這些元器件焊接在一塊電路板上。它包括對各種元器件的功能和接法的了解，以及對各種元器件的選擇和設(shè)計方案的選擇。軟件設(shè)計是分析設(shè)計的硬件用程序?qū)崿F(xiàn)其功能，并且調(diào)試優(yōu)化產(chǎn)品功能。本次設(shè)計的具體要求隨著能源危機的進一步加劇和光伏系統(tǒng)并網(wǎng)發(fā)電成本的持續(xù)降低，光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)應用越來越廣泛，設(shè)計并制作一個48伏直流電并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置。具有最大功率點跟蹤（MPPT）功能：RS和RL在給定范圍內(nèi)變化時，使，相對偏差的絕對值不大于1%。具有頻率跟蹤功能：當fREF在給定范圍內(nèi)變化時，使uF的頻率fF=fREF，相對偏差絕對值不大于1%。當RS=RL=30Ω時，DC-AC變換器的效率≥60%。當RS=RL=30Ω時，輸出電壓uo的失真度THD≤5%。具有輸入欠壓保護功能，動作電壓Ud（th）=（25±0.5）V。具有輸出過流保護功能，動作電流（th）=（1.5±0.2）A。方案的提出由于光伏電池組所產(chǎn)生的電能為直流低壓（12VDC、24VDC、48VDC），而我國的工頻電壓220V（相電壓）、頻率為50Hz。為此，最基本的電路應該包括逆變和升壓兩部分。為了能與公共電網(wǎng)并網(wǎng)，還應該加入頻率和相位跟蹤功能。因此，在設(shè)計方案時主要考慮逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)（如圖1.2）。在此提出兩個方案：方案一：采用單級隔離式：公共母線公共母線圖2.1單級隔離式DC AC逆變并網(wǎng)控制器方案二：采用多級隔離式：公共母線公共母線DC AC圖2.2多級隔離式DC DC逆變并網(wǎng)控制器對比兩個方案，方案一必須在逆變的同時完成升壓。而方案二把升壓和逆變分開來控制，需要額外增加一個高頻變壓器。它們同樣采用變壓與公共母線隔離，方案一的變壓器為工頻升壓變壓器，而方案二的變壓器可以為升壓變壓器或隔離變壓器，主要視逆變后的電壓而定。在效率上而言，高頻升壓變壓器的效率一般可達90%以上，而工頻升壓器則看其容量而定，大容量的可達90%以上，小容量的則只有50%左右。就成本而言，方案一不需要額外增加高頻DC升壓部分，成本較低，控制也相對比較簡單，無需考慮直流升壓控制，只要在逆變的過程中調(diào)節(jié)調(diào)制比就可以調(diào)節(jié)電壓的輸出。綜上所述，選取方案一。方案控制策略光伏發(fā)電并網(wǎng)如同一個恒壓源（電網(wǎng)）與一個電流源（并網(wǎng)逆變器）并聯(lián)。其控制目標是：控制逆變電路輸出的交流電流為穩(wěn)定的高質(zhì)量的正弦波，光伏發(fā)電并網(wǎng)控制與常規(guī)的逆變器控制不同的是：逆變器的輸出端連接電網(wǎng)，電網(wǎng)是一個擾動量；作為被控量的并網(wǎng)電流必須與電網(wǎng)同頻同相。并網(wǎng)發(fā)電必須滿足同期（即同壓、同頻率、同相位）條件。因此，在這里提出了如圖6所示的控制框圖。DCDC AC 升壓MPPT數(shù)據(jù)處理與控制SPWM鎖相環(huán)公共母線并網(wǎng)開關(guān)圖2.3逆變并網(wǎng)控制框圖硬件設(shè)計主控芯片介紹本次設(shè)計用到的主控芯片為ATMEL公司生產(chǎn)的Atmage16單片機，其引腳說明（如圖3.1）圖3.1Atmage16的引腳配置圖主要性能參數(shù)：高性能、低功耗的8位AVR?微處理器。采用先進的RISC結(jié)構(gòu)。兩個具有獨立預分頻器和比較器功能的8位定時器/計數(shù)器和一個具有預分頻器、比較功能和捕捉功能的16位定時器/計數(shù)器。具有獨立振蕩器的實時計數(shù)器RTC。四通道PWM。8路10位ADC，具有8個單端通道。片內(nèi)/片外中斷源工作電壓:ATmega16L：2.7-5.5V；ATmega16：4.5-5.5V。本次設(shè)計應用到的單片機資源有片內(nèi)定時器、ADC和外部中斷。中斷介紹表3.1單片機的中斷源向量號程序地址中斷源中斷定義1$000RESET外部引腳電平引發(fā)的復位，上電復位，掉電檢測復位，看門狗復位，以及JTAGAVR復位2$002INT0外部中斷請求03$004INT1外部中斷請求14$006TIMER2COMP定時器/計數(shù)器2比較匹配5$008IMER2OVF定時器/計數(shù)器2溢出6$00ATIMER1CAPT定時器/計數(shù)器1事件捕捉7$00CTIMER1COMPA定時器/計數(shù)器1比較匹配A8$00ETIMER1COMPB定時器/計數(shù)器1比較匹配B9$010TIMER0OVF定時器/計數(shù)器0溢出10$012TIMER1OVF定時器/計數(shù)器1溢出11$014SPI,STCSPI串行傳輸結(jié)束12$016USART,RXCUSART，Rx結(jié)束13$018USART,UDREUSART數(shù)據(jù)寄存器空14$01AUSART,TXCUSART，Tx結(jié)束15$01CADCADC轉(zhuǎn)換結(jié)束16$01EEE_RDYEEPROM就緒17$020ANA_COMP模擬比較器18$022TWI兩線串行接口19$024INT2外部中斷請求220$026TIMER0COMP定時器/計數(shù)器0比較匹配21$028SPM_RDY保存程序存儲器內(nèi)容就緒外部中斷使用說明：外部中斷通過引腳INT0、INT1與INT2觸發(fā)。只要使能了中斷，即使引腳INT0..2配置為輸出，只要電平發(fā)生了合適的變化，中斷也會觸發(fā)。這個特點可以用來產(chǎn)生軟件中斷。通過設(shè)置MCU控制寄存器MCUCR與MCU控制與狀態(tài)寄存器MCUCSR，中斷可以由下降沿、上升沿，或者是低電平觸發(fā)(INT2為邊沿觸發(fā)中斷)。當外部中斷使能并且配置為電平觸發(fā)(INT0/INT1)，只要引腳電平為低，中斷就會產(chǎn)生。若要求INT0與INT1在信號下降沿或上升沿觸發(fā)，I/O時鐘必須工作。（更多的資料參考Atmage16使用說明）（2）定時器說明：Atmage16的8位和16為定時器都具有PWM功能。在本次設(shè)計中主要用到的是16位定時器（T/C1）作為SPWM發(fā)生器。下面著重介紹16為定時器的使用。T/C1的工作模式有普通模式、CTC模式、快速PWM模式、相位修正PWM模式和相位與頻率修正模式。我們需要的是普通模式和相位與頻率修正模式。普通模式：普通模式(WGM13:0=0)為最簡單的工作模式。在此模式下計數(shù)器不停地累加。計到最大值后(TOP=0xFFFF)由于數(shù)值溢出計數(shù)器簡單地返回到最小值0x0000重新開始。在TCNT1為零的同一個定時器時鐘里T/C溢出標志TOV1置位。此時TOV1有點像第17位，只是只能置位，不會清零。但由于定時器中斷服務程序能夠自動清零TOV1，因此可以通過軟件提高定時器的分辨率。在普通模式下沒有什么需要特殊考慮的，用戶可以隨時寫入新的計數(shù)器數(shù)值。在普通模式下輸入捕捉單元很容易使用。要注意的是外部事件的最大時間間隔不能超過計數(shù)器的分辨率。如果事件間隔太長，必須使用定時器溢出中斷或預分頻器來擴展輸入捕捉單元的分辨率。輸出比較單元可以用來產(chǎn)生中斷。但是不推薦在普通模式下利用輸出比較來產(chǎn)生波形，因為會占用太多的CPU時間。頻率相位修正模式：相位與頻率修正PWM模式(WGM13:0=8或9)以下簡稱相頻修正PWM模式，可以產(chǎn)生高精度的、相位與頻率都準確的PWM波形。與相位修正模式類似，相頻修正PWM模式基于雙斜坡操作。計時器重復地從BOTTOM計到TOP，然后又從TOP倒退回到BOTTOM。在一般的比較輸出模式下，當計時器往TOP計數(shù)時若TCNT1與OCR1x匹配，OC1x將清零為低電平；而在計時器往BOTTOM計數(shù)時TCNT1與OCR1x匹配，OC1x將置位為高電平。工作于反向輸出比較時則正好相反。與單斜坡操作相比，雙斜坡操作可獲得的最大頻率要小。但其對稱特性十分適合于電機控制。相頻修正修正PWM模式與相位修正PWM模式的主要區(qū)別在于OCR1x寄存器的更新時間。相頻修正修正PWM模式的PWM分辨率可由ICR1或OCR1A定義。最小分辨率為2比特(ICR1或OCR1A設(shè)為0x0003)，最大分辨率為16位(ICR1或OCR1A設(shè)為MAX)。PWM分辨率位數(shù)可用下式計算： （3-1）工作于相頻修正PWM模式時，計數(shù)器的數(shù)值一直累加到ICR1(WGM13:0=8)或OCR1A(WGM13:0=9)，然后改變計數(shù)方向。在一個定時器時鐘里TCNT1值等于TOP值。具體的時序圖為圖6.3。圖中給出了當使用OCR1A或ICR1來定義TOP值時的相頻修正PWM模式。圖中柱狀的TCNT1表示這是雙邊斜坡操作。方框圖同時包含了普通PWM輸出以及反向PWM輸出。TCNT1斜坡上的短水平線表示OCR1x和TCNT1的匹配比較。比較匹配發(fā)生時，OC1x中斷標志將被置位。在OCR1x寄存器通過雙緩沖方式得到更新的同一個時鐘周期里T/C溢出標志TOV1置位。若TOP由OCR1A或ICR1定義，則當TCNT1達到TOP值時OC1A或CF1置位。這些中斷標志位可用來在每次計數(shù)器達到TOP或BOTTOM時產(chǎn)生中斷。改變TOP值時必須保證新的TOP值不小于所有比較寄存器的數(shù)值。否則TCNT1與OCR1x不會產(chǎn)生比較匹配。如圖3.2所示，與相位修正模式形成對照的是，相頻修正PWM模式生成的輸出在所有的周期中均為對稱信號。這是由于OCR1x在BOTTOM得到更新，上升與下降斜坡長度始終相等。因此輸出脈沖為對稱的，確保了頻率是正確的。使用固定TOP值時最好使用ICR1寄存器定義TOP。這樣OCR1A就可以用于在OC1A輸出PWM波。但是如果PWM基頻不斷變化(通過改變TOP值)，OCR1A的雙緩沖特性使其更適合于這個應用。工作于相頻修正PWM模式時，比較單元可以在OC1x引腳上輸出PWM波形。設(shè)置COM1x1:0為2可以產(chǎn)生普通的PWM信號；為3則可以產(chǎn)生反向PWM波形。要想真正輸出信號還必須將OC1x的數(shù)據(jù)方向設(shè)置為輸出。產(chǎn)生PWM波形的機理是OC1x寄存器在OCR1x與升序記數(shù)的TCNT1匹配時置位(或清零)，與降序記數(shù)的TCNT1匹配時清零(或置位)。輸出的PWM頻率可以通過如下公式計算得到： (3-2)變量N代表分頻因子(1、8、64、256或024)。圖3.2頻率相位修正模式工作時序圖（3）片內(nèi)ADC的簡單介紹：ATmega16有一個10位的逐次逼近型ADC。ADC與一個8通道的模擬多路復用器連接，能對來自端口A的8路單端輸入電壓進行采樣。單端電壓輸入以0V(GND)為基準。器件還支持16路差分電壓輸入組合。兩路差分輸入(ADC1、ADC0與ADC3、ADC2)有可編程增益級，在A/D轉(zhuǎn)換前給差分輸入電壓提供0dB(1x)、20dB(10x)或46dB(200x)的放大級。七路差分模擬輸入通道共享一個通用負端(ADC1),而其他任何ADC輸入可做為正輸入端。如果使用1x或10x增益，可得到8位分辨率。如果使用200x增益，可得到7位分辨率。ADC包括一個采樣保持電路，以確保在轉(zhuǎn)換過程中輸入到ADC的電壓保持恒定。ADC由AVCC引腳單獨提供電源。AVCC與VCC之間的偏差不能超過±0.3V。標稱值為2.56V的基準電壓，以及AVCC，都位于器件之內(nèi)。基準電壓可以通過在AREF引腳上加一個電容進行解耦，以更好地抑制噪聲。 逆變主電路的設(shè)計與整流相對應，把直流電變成交流電稱為逆變。逆變電路根據(jù)直流側(cè)電源性質(zhì)不同可以分為兩類：直流側(cè)是電壓源的稱為電壓型逆變電路；直流側(cè)為電流源的稱為電流型逆變電路。它們也分別被稱為電壓源型逆變電路（VoltageSourceTypeInverter——VSTI）和電流源型逆變電路（CurrentSourceTypeInverter——CSTI）。由于只是設(shè)計單相逆變并網(wǎng)，因此不討論三相逆變的情況。電壓型逆變電路電壓型逆變電路的主要特點：直流側(cè)為電壓源，或并聯(lián)有打電容，相當于電壓源。直流側(cè)的電壓基本無脈動，直流回路呈現(xiàn)低阻抗。由于電壓源的鉗位作用，交流側(cè)輸出電壓為矩形波，并且與負載阻抗角無關(guān)，而交流側(cè)輸出電流波形和相位因負載阻抗情況的不同而不同。當交流側(cè)為阻感負載時需要提供無功功率，直流側(cè)電容器緩沖無功能量的作用。為了給交流側(cè)反饋的無功能量提供通道，逆變橋各臂都并聯(lián)了反饋二極管。我們只采用單相全橋結(jié)構(gòu)不考慮半橋的情況。全橋電路結(jié)構(gòu)及工作情況：圖3.3（a），兩個半橋電路的組合。和一對，和另一對，成對橋臂同時導通，交替各導通180°。波形同圖3.3（b）。半橋電路的，幅值高出一倍。波形和圖3.3（b）中的相同，幅值增加一倍，單相逆變電路中應用最多的。圖3.3電壓型逆全橋逆變電路及其工作波形輸出電壓定量分析：成傅里葉級數(shù) (3-3)基波幅值 (3-4)基波有效值 (3-5)為正負各180o時，要改變輸出電壓有效值只能改變來實現(xiàn)。電流型逆變電路直流電源為電流源的逆變電路——電流型逆變電路。一般在直流側(cè)串聯(lián)大電感，電流脈動很小，可近似看成直流電流源。電流型逆變電路主要特點：直流側(cè)串大電感，相當于電流源。交流輸出電流為矩形波，輸出電壓波形和相位因負載不同而不同。直流側(cè)電感起緩沖無功能量的作用，不必給開關(guān)器件反并聯(lián)二極管。電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路仍應用較多。換流方式有負載換流、強迫換流。如圖3.4，4橋臂，每橋臂晶閘管各串一個電抗器限制晶閘管開通時的。、和、以1000～2500Hz的中頻輪流導通，可得到中頻交流電。采用負載換相方式，要求負載電流超前于電壓。負載一般是電磁感應線圈，加熱線圈內(nèi)的鋼料，RL串聯(lián)為其等效電路。因功率因數(shù)很低，故并聯(lián)C。C和L、R構(gòu)成并聯(lián)諧振電路，故此電路稱為并聯(lián)諧振式逆變電路。輸出電流波形接近矩形波，含基波和各奇次諧波，且諧波幅值遠小于基波。因基波頻率接近負載電路諧振頻率，故負載對基波呈高阻抗，對諧波呈低阻抗，諧波在負載上產(chǎn)生的壓降很小，因此負載電壓波形接近正弦波。圖3.4單相橋式電流型（并聯(lián)諧振式）逆變電路工作波形分析：一周期內(nèi)，兩個穩(wěn)定導通階段和兩個換流階段。t1-t2：和穩(wěn)定導通階段，，時刻前在C上建立了左正右負的電壓。在時，觸發(fā)和開通，進入換流階段。使、不能立刻關(guān)斷，其電流有一個減小過程。、電流有一個增大過程。4個晶閘管全部導通，負載電壓經(jīng)兩個并聯(lián)的放電回路同時放電。時刻后，、、、L到C；另一個經(jīng)、、、到C。時，、電流減至零而關(guān)斷，換流階段結(jié)束。稱為換流時間。在時刻，即時刻過零，時刻大體位于和的中點。晶閘管需一段時間才能恢復正向阻斷能力，換流結(jié)束后還要使、承受一段反壓時間，應大于晶閘管的關(guān)斷時間。為保證可靠換流應在過零前時刻觸發(fā)、。（圖3.5）：圖3.5并聯(lián)諧振式逆變電路工作波形為觸發(fā)引前時間： (3-6)超前于的時間為：(3-7)表示為電角度：(3-8)其中，為電路工作角頻率；、分別是、對應的電角度。數(shù)量分析：忽略換流過程，可近似成矩形波，展開成傅里葉級數(shù) (3-9)基波電流有效值 (3-10)負載電壓有效值和直流電壓的關(guān)系（忽略的損耗，忽略晶閘管壓降） (3-11)主逆變電路設(shè)計分析本次設(shè)計采用全橋逆變電路，如圖3.6圖3.6主逆變電路在前面已經(jīng)知道光伏電池的等效模型為電流源。為了能保證并網(wǎng)發(fā)電，需要選擇合適的變壓器。已知電源電壓的變化范圍（25V～48V），變壓器的變比應為K。如果認為母線電壓不變，即為220V（相電壓），則幅值為312V，忽略逆變橋和變壓器的損耗。為了能實現(xiàn)并網(wǎng)，則逆變橋在最小電壓25V輸入仍能通過變壓器升壓到312V的幅值。則。 即 ，則變比應使用12/220的升壓變壓器。 已知，開關(guān)管承受的最高電壓V，若取一定的裕量，則開關(guān)管的額定電壓為2～3倍；由于允許最大并網(wǎng)電流為A，則低壓側(cè)的最大輸出電流A，平均電流A，若取取一定的裕量，則開關(guān)管的額定電流為1.5～2倍。 由于沒有買到合適的型號，暫用IRF540代替（100V，28A）。SPWM發(fā)生電路PWM（PulseWidthmodulation）控制就是對脈沖的寬度進行調(diào)制的技術(shù)。即通過通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需的波形（含形狀和幅值）。其原理：沖量相等而形狀不相等的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，器效果基本相同（沖量即指窄脈沖的面積）。SPWM即正弦波脈寬調(diào)制，其脈沖寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效。SPWM調(diào)制方式按SPWM調(diào)制發(fā)法可以分為:單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制。它們的波型如圖3.7所示。一般將正弦調(diào)制波的幅值與三角載波的峰值之比定義為調(diào)制度M(亦稱調(diào)制比或調(diào)制系數(shù))。 （a）（b）圖3.7SPWM調(diào)制波形（a）單極性調(diào)制波型（b）雙極性調(diào)制波型在雙極性SPWM控制方式中，同一相上、下兩個臂的驅(qū)動信號都是互補的。但實際上為了防止上、下兩個臂直通而造成短路，在給一個臂施加關(guān)斷信號后，再延遲時間，才給另一個臂施加導通信號。延遲時間的長短主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定。這個延遲時間將會給輸出的SPWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。而單極性則不存在此類問題。在SPWM變換器中，載波頻率與調(diào)制信號頻率之比稱為載波比。根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，SPWM變換器可以有異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種控制方式。（1）異步調(diào)制在異步調(diào)制方式中，調(diào)制信號頻率變化時，通常保持載波頻率固定不變，因而載波比m是變化的。在調(diào)制信號的半個周期內(nèi)，輸出脈沖的個數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱。當調(diào)制信號頻率較低時，載波比n較大，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內(nèi)前后1/4周期脈沖不對稱的影響都較小，輸出波形接近正弦波。當調(diào)制信號頻率增高時，載波比m就減小，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對稱性影響就變大，還會出現(xiàn)脈沖的跳動。對于三相SPWM型變換器來說，三相輸出的對稱性也變差。因此，在采用異步調(diào)制方式時的高頻段，希望盡量提高載波頻率。（2）同步調(diào)制在變頻時使載波信號和調(diào)制信號的載波比m等于常數(shù)的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。調(diào)制信號半個周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。為了使一相的波形正、負半周鏡對稱，同時使三相輸出波形嚴格對稱，載波比n應取為3的整數(shù)倍的奇數(shù)。當變換器輸出頻率很低時，因為在半周期內(nèi)輸出脈沖的數(shù)目是固定的，所以由SPWM調(diào)制而產(chǎn)生的諧波頻率也相應降低。這種頻率較低的諧波通常不易濾除，如果負載為電動機，就會產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩脈動和噪聲。因此，在采用同步調(diào)制方式時的低頻段，希望盡量提高載波比。（3）分段同步調(diào)制為了克服上述缺點，通常都采用分段同步調(diào)制的方法，即把變換器的輸出頻率范圍劃分成若干頻段，每個頻段內(nèi)都保持載波比N為恒定，在輸出頻率的高頻段采用較低的載波比，以使載波頻率不致過高。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生不利影響。各頻段的載波比應該都取3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。提高載波頻率可以使輸出波形更接近正弦波．但載波頻率的提高受到功率開關(guān)器件允許最高頻率的限制。關(guān)于SPWM的開關(guān)頻率SPWM調(diào)制后的信號中除了含有調(diào)制信號和頻率很高的載波頻率及載波倍頻附近的頻率分量之外，幾乎不含其它諧波，特別是接近基波的低次諧波。因此，SPWM的開關(guān)頻率愈高，諧波含量愈少。當載波頻率越高時，SPWM的基波就越接近期望的正弦波。但是，SPWM的載波頻率除了受功率器件的允許開關(guān)頻率制約外，開關(guān)器件工作頻率提高，開關(guān)損耗和換流損耗會隨之增加。另外，開關(guān)瞬間電壓或電流的急劇變化形成很大的或，會產(chǎn)生強的電磁干擾；高頻還會在線路和器件的分布電容和電感上引起沖擊電流和尖峰電壓。因此，選擇適當開關(guān)頻率非常重要。SPWM發(fā)生電路由于本次設(shè)計采用單片機軟件生成單極性SPWM波型，其電路比用模擬芯片搭建的電路要簡單很多。（如圖3.8）圖3.8SPWM發(fā)生電路其工作原理：由單片機的PD4引腳（即OCR1B）來輸出單極性SPWM分別輸入兩個與非門（U2:B、U2:A），而PD7則SPWM輸出控制(OCR)，讓兩個與非門輪流輸出的SPWM波型。每個與非門再由兩個非門來擴展成兩路輸出，以組成4路SPWM控制全橋逆變電路。SPWM驅(qū)動電路在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結(jié)構(gòu)，其功率開關(guān)器件一般采用直接驅(qū)動和隔離驅(qū)動兩種方式。采用隔離驅(qū)動方式時需要將多路驅(qū)動電路、控制電路、主電路互相隔離，以免引起災難性的后果。因此，由單片機發(fā)生的SPWM波不能直接驅(qū)動逆變橋工作，必須經(jīng)過帶有電磁隔離的驅(qū)動電路來驅(qū)動逆變橋工作。美國IR公司生產(chǎn)的IR2110驅(qū)動器。它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅(qū)動器件的首選品種。2IR2110內(nèi)部結(jié)構(gòu)和特點：IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500V，dv/dt=±50V/ns，15V下靜態(tài)功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9）5～15V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5V的偏移量；工作頻率高，可達500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。IR2110的內(nèi)部功能框圖如圖3.9所示。由三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點，可以為裝置的設(shè)計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計，可以大大減少驅(qū)動電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。圖3.9IR2110的內(nèi)部功能框圖高壓側(cè)懸浮驅(qū)動的自舉原理：IR2110用于驅(qū)動半橋的電路如圖3.10所示。圖中、分別為自舉電容和二極管，為VCC的濾波電容。假定在關(guān)斷期間已充到足夠的電壓（≈VCC）。當為高電平時開通，關(guān)斷，加到的門極和發(fā)射極之間，通過，和門極柵極電容Cgc1放電，被充電。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，開通，斷開，柵電荷經(jīng)、迅速釋放，關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（）之后，為高電平，開通，VCC經(jīng)，給充電，迅速為補充能量。如此循環(huán)反復。圖3.10半橋驅(qū)動電路自舉電容的選擇：工程應用則取。（為IGBT充分導通時所需要的柵電荷）。自舉二極管的選擇：自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。我們采用如圖3.10的驅(qū)動電路。自舉二極管采用高速開關(guān)二極管FR301，由于沒有能購買到此二極管，作用2N4248代替。自舉電容的參數(shù)選擇：在逆變電路中我們采用功率開關(guān)管IRF540。其相關(guān)參數(shù)=72nC。IRF2110的電壓VCC=15V。由得：nf因此自舉電容應47nf。實際電路如圖3.11圖3.11實際驅(qū)動電路過零檢測電路由于頻率檢測和相位調(diào)整的需要，要對正弦波進行過零檢測以產(chǎn)生觸發(fā)脈沖。電路結(jié)構(gòu)如圖3.12圖3.12過零檢測電路其中，采用10k電阻進行電流保護，采用5伏穩(wěn)壓二極管進行電壓保護。LM393的輸出需要用上拉電阻，否則輸出電平不穩(wěn)定。其輸入輸出仿真波形如圖3.13圖3.13方波為輸出波形，正弦波為輸入波形AD采樣電路本次設(shè)計需要測量的電量有電流和電壓。由于片內(nèi)AD只能轉(zhuǎn)換電壓量，因此電流量要相應地轉(zhuǎn)換成電壓量。當AD的參考電壓為+5V，則被測電量的最大允許值要相應地轉(zhuǎn)換成小于+5V的AD輸入信號，這樣才能實現(xiàn)過流，過壓保護。當采集直流側(cè)電量時，只需把被測電量分壓即可。當測量交流電量時，需要使用峰值保持器，整流橋的壓降通過軟件來補償。電壓、電流的AD轉(zhuǎn)換接線圖3.14圖3.14電壓、電流的AD轉(zhuǎn)換接線軟件設(shè)計本次應用程序設(shè)計所應用到的相關(guān)編譯軟件為WinAVR、AVRStudio4和Proteus仿真軟件。總體的應用軟件設(shè)計如圖4.1主程序主程序采用T/C0定時器實現(xiàn)鎖相環(huán)控制AD采樣程序，并實現(xiàn)欠壓、過流保護采用T/C1定時器實現(xiàn)SPWM控制MPPT控制MPPT控制圖圖4.1應用軟件的整體設(shè)計主程序主程序的任務是初始化各個功能模塊和分配寄存器空間、生成基準SPWM表格。其流程如圖4.2具體過程：（1）分配寄存器地址、生成SPWM正弦表格；（2）初始化初始化I/O口、T/C0定時器T/C1定時器和外部中斷；（3）判斷是否出現(xiàn)故障；（4）關(guān)機。開始開始分配寄存器和生成基準SPWM表格初始化I/O口、T/C0定時器T/C1定時器和外部中斷判斷保護位，是否置位N關(guān)機Y圖4.2主程序流程圖鎖相環(huán)控制算法的實現(xiàn)因為逆變器并網(wǎng)工作，對逆變器不僅要求控制輸出電流值跟隨基準給定而且要求輸出的電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，所以市電相位跟蹤是不得不解決的問題。相位跟蹤一般采用鎖相環(huán)技術(shù)(Phase-LockedLoop,PLL)來實現(xiàn)。鎖相環(huán)就是一個閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動跟蹤輸入信號的頻率和相位。鎖相環(huán)控制原理目前比較傳統(tǒng)方法有如圖7.1所示的模擬鎖相環(huán)(APLL-AnalogPLL)，它由鑒相器(PD)、低通濾波器(LF)、壓控振蕩器(VCO)組成。鑒相器的輸入是市電電壓的采樣信號和VCO的輸出，鑒相器的輸出為誤差信號，該信號為和相位差的線性函數(shù)。低通濾波器濾除中的高頻信號后得到，再由來控制壓控振蕩器來改變輸出信號的頻率和相位來逼進的頻率和相位。隨著大規(guī)模集成電路發(fā)展和應用，出現(xiàn)了數(shù)字式鎖相環(huán)(DPLL-DigitalPLL)和將PD、VCO、可編程計數(shù)器等集成于一個IC的混合鎖相環(huán)(HPLL-HybridPLL)。APLL、DPLL、HPLL都是以硬件方式實現(xiàn)鎖相功能的，有著較為復雜的硬件電路，還遇到一些硬件不可避免的問題，諸如直流零點漂移、器件飽和、器件老化。而隨著DSP等微處理器發(fā)展起來的軟件鎖相環(huán)(SPLL,Soft-PLL)不但解決APLL方法的不足，而且還降低了成本，因此得到廣泛的應用。PDPDLFVCO圖4.3模擬鎖相環(huán)的一般組成本論文基于AVRAtmage16單片機來進行光伏并網(wǎng)控制，所以可以比較方便的采用目前較為先進的軟件鎖相環(huán)，與傳統(tǒng)的模擬鎖相相比，模擬鎖相環(huán)電路中的鑒相器的輸出量代表了相位與頻率兩種誤差，與模擬鎖相環(huán)相似的SPLL也必須對頻率和相位分別進行調(diào)整才能達到鎖相的目的。其基本組成如圖4.4所示，在電網(wǎng)電壓正常時，則選用電網(wǎng)電壓過零信號作為同步信號來做頻率修正和檢測相位差再來做過零檢測過零檢測過零檢測頻率修正檢測相位差相位修正基準正弦波發(fā)生圖4.4軟件鎖相環(huán)的基本組成鎖相過程的超調(diào)量與鎖相速度之間存在矛盾，為了既保證并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性又保證鎖相的快速性，必須選擇合適的算法，下面先介紹兩種較常見的基本的算法。（1）最優(yōu)時間法最優(yōu)時間法的基本控制思想是：在每次進入捕獲中斷就將正弦表的偏移量置零，也就是說一旦檢測到市電電壓過零，那么內(nèi)部的正弦表就從初值開始讀起，跟蹤市電相位，在頻率一致的情況下，這就保證了逆變器的輸出量相位和電網(wǎng)電壓同相，但是在頻率不等的情況下，可能會出現(xiàn)如圖4.5所示的情況，如果相位差大，輸出量會有一個很大的跳變，這方法可能會帶來嚴重畸變，甚至影響穩(wěn)定性。圖4.5最優(yōu)時間法可能引起的畸變電流波形（2）逐次逼近法此算法的基本控制思想是：首先頻率跟蹤，比較電網(wǎng)電壓頻率和并網(wǎng)電流頻率大小，如果電網(wǎng)頻率大，則逐漸提高開關(guān)頻率來跟蹤電網(wǎng)頻率，反之則降低開關(guān)頻率，如此反復調(diào)整，使得頻率差在一個極小的范圍內(nèi)擺動；然后相位跟蹤，比較電網(wǎng)電壓過零點和正弦表的偏移量，通過多次的對正弦表偏移量進行調(diào)整達到相位跟蹤。這種方法的缺點在于鎖相速度慢?？紤]到實際并網(wǎng)發(fā)電的實際應用要求，公共電網(wǎng)的實際頻率波動范圍比較?。ㄒ话阏Ｇ闆r下為）。綜合前兩種跟蹤方法的優(yōu)點，在頻率跟蹤方面以時間優(yōu)先，在相位跟蹤方面以穩(wěn)定優(yōu)先。基本的控制思想為：先跟蹤頻率，如果頻率在允許誤差（）內(nèi)，則進行相位調(diào)整。調(diào)整相位應兼顧速度和平緩性，保證相位差在允許范圍內(nèi)。鎖相環(huán)的實現(xiàn)程序流程圖如圖4.5所示：其基本流程為：(1)采樣電網(wǎng)周期值T，對應頻率為f；(2)對頻率的調(diào)整，當電網(wǎng)電壓當前周期較前次的差值小于δ時，則認為周期無變化，依然以前一次的周期為準，不調(diào)整，而如果此差值大于δ則調(diào)整，也就是當當前次的周期為準；(3)將當前的周期值賦給前次的周期值；(4)正弦表有n個數(shù)據(jù)構(gòu)成，定義Tnext為下一個SPWM周期值；(5)對相位調(diào)整，設(shè)定CS為正弦表的指針，可以表示并網(wǎng)電壓的相位，當捕獲到電網(wǎng)電壓上升沿時刻CS值大于0且小于等于n/2，則說明并網(wǎng)電流超前電網(wǎng)電壓，那么只需要把CS值減小一定值，就相當于把基準相位往后移，反之當CS大于n/2且小于n時，說明并網(wǎng)電流滯后于電網(wǎng)電壓，那么只需要把CS的值增大到某個值。而頻率和相位的跟蹤速度對于逆變器工作狀態(tài)有很大的影響，跟蹤過快必然會引起逆變器輸出電壓大范圍的突變，甚至造成變壓器飽和，但是太慢顯然也是不合理。d為每次改變正弦基準表格的數(shù)據(jù)個數(shù)，則跟蹤速度為：(設(shè)每個周期調(diào)整相位幅度為d/n(n是單片機內(nèi)部正弦基準表格的數(shù)據(jù)個數(shù)) (4-1) 開始測量電網(wǎng)的周期T,設(shè)置正弦發(fā)生表格數(shù)據(jù)（數(shù)據(jù)個數(shù)為n）開始測量電網(wǎng)的周期T,設(shè)置正弦發(fā)生表格數(shù)據(jù)（數(shù)據(jù)個數(shù)為n）YNTnew=Tnew=TnewSPWM的下一周期Tnext為:Tnext=Tnew/n相位跟蹤：CS=0，CS不變0<CSn/2,CS=CS-dn/2<CS(n-1),CS=CS+d中斷返回圖4.5PLL程序流程圖MPPT控制實現(xiàn)由于本次設(shè)計是針對光伏發(fā)電的。太陽能電池的輸出電壓與輸出電流成非線性關(guān)系，并且輸出功率會隨著日照與溫度的變化而改變，輸出功率受環(huán)境因素的影響不可忽略，因此必須根據(jù)太陽能電池所能產(chǎn)生最大功率調(diào)節(jié)輸出，才能達到最大的功率轉(zhuǎn)換效率。MPPT跟蹤方法目前比較常見的MPPT方法有：固定電壓法、實際測量法、直線近似法、增量電導法、擾動觀察法、三點比較法。(1)固定電壓法固定電壓法是最簡單的一種最大功率跟蹤法，根據(jù)圖4.6所示的太陽能電池特性可知太陽能電池最大功率點處的輸出電壓可近似為一個定值，經(jīng)測試后得到在某個日照強度以及溫度下的最佳工作電壓值，然后控制使得太陽能電池的工作點一直維持在這個電壓上。雖然這是最容易實現(xiàn)的方法，但是不能根據(jù)環(huán)境的變化來自動跟蹤最大功率點，因此能量利用率較低，倒是在外太空環(huán)境下，環(huán)境變化小，不失為一種好方法，目前依然廣泛應用在人造衛(wèi)星上。(2)實際測量法固定電壓法的弱點在于不能適時跟隨環(huán)境變化來改變給定的電壓基準，如果利用一片額外的小太陽能電池通過對其掃描在不同輸出電壓(一般為0.5~0.9倍的開路電壓)下的輸出功率，經(jīng)比較得出最大功率點電壓來得到當前環(huán)境下的最大功率點處的工作電壓，再讓主太陽能電池參照這個電壓值來控制，那么就可以到達MPPT效果，于是有了實際測量法。此方法最大的優(yōu)點在于不存在擾動誤差，但是需要額外的太陽能電池和采樣電路，對于小功率系統(tǒng)，不能符合成本控制，所以比較適合用在大功率的太陽能發(fā)電系統(tǒng)中(3)直線近似法直線近似法是一種比較新的跟蹤法，基本原理利用dP/dI=0這一邏輯判斷式。一條直線來近似在某一溫度下各種不同日照強度下的最大功率點，只要控制輸出電流在此直線上即可實現(xiàn)最大功率點跟蹤。根據(jù)太陽能電池等價模型可以得到最大功率點處的功率與電流近似的比例關(guān)系，從圖4.6可以比較直觀的看出。只要將工作曲線一直保持在這條曲線上，就可以達到最大功率跟蹤的目的。圖4.6時，不同日照強度下太陽能電池輸出功率與輸出電流的關(guān)系曲線(4)增量電導法增量電導法又稱導納微分法，出發(fā)點在于：由高等數(shù)學知識可知，在dP/dV=0時可得到太陽能電池的最大功率。 (4-2)可以推出若太陽能電池工作點左半曲線時，其輸出電壓電流關(guān)系為；在右半曲線的話就有d的關(guān)系。通過對和的大小比較來判斷工作點的位置，并由此控制工作點的變化方向。此跟蹤法最大的優(yōu)點在于日照變化是，太陽能電池的輸出電壓可以平穩(wěn)的跟蹤日照變化，電壓的波動比擾動法小，但是此方法的算法復雜，并且對采用的精度要求較高。(5)擾動觀察法擾動觀察法是借以周期性的改變負載大小來改變太陽能電池的輸出電壓及功率，也就是改變太陽能電池的工作點，并且觀察比較變動前后兩次的輸出功率和輸出電壓的大小，來決定下個周期負載的變動是增載還是減載。(6)三點比較法此方法是擾動觀察法的改進發(fā)展，針對擾動觀察法的不足，三點觀察法在日照驟變時并不會跟蹤，而是在日照較穩(wěn)定的時候才去跟蹤，以減少擾動損失。其跟蹤原理為假定已經(jīng)工作在最大功率點附近，在最大功率點附近取三個不同工作點，取點法則為：以工作點為B立足點，增加一個擾動電壓V則到C點，減去則到A點，這三個點可能出現(xiàn)的排列情況如圖4.7。設(shè)定一個變量Value，規(guī)定比較法則：(1)C>B，則Value=1，否則Value=-1；(2)B>A，則Value=1，否則Value=-1。三點比較后，將兩次得到的Value做和，如果Value=2，則表明工作點B在左半坡，電壓就向C擾動；反之Value=-2，則表明工作點B在右半坡，電壓向A擾動；而Value=0則表示工作點B已經(jīng)在坡頂，不再擾動電壓。但是在日照突變的情況下，就可能得到如圖4.8所示的排列可能，但可以發(fā)現(xiàn)這三種情況下的Value都等于零，則工作點不會移動，避免這樣的擾動損失。圖4.7最大功率點附近三點可能的排列情況圖4.8日照突變情況下三點可能的排列情況將以上方法的優(yōu)缺點匯成表格（如表4.1）。表4.1MPPT方法的基本原理及其優(yōu)缺點和應用比較方法基本原理優(yōu)缺點應用比較電壓反饋太陽能板P-V特性可見最大功率點分布近視在一固定電壓值，測得此電壓，再以此值反饋控制太陽能板的輸出電壓恒定。簡單容易實現(xiàn)；未考慮溫度的影響，存在原理性的能量損耗適用于環(huán)境變化不大的場合如人造衛(wèi)星實際測量利用額外太陽能板建立太陽能板參考模型，求得當下最大功率點之電壓或電流值，控制太陽能板工作在此電壓或電流下最優(yōu)異的性能；成本高，需要額外太陽能板及一些偵測電路成本限制，只用在大功率的太陽能供電系統(tǒng)直線近似太陽能板P-I特性可見最大功率點的分布近視在同一直線上，只要將工作點控制在此直線上即可實現(xiàn)最大功率跟蹤容易實現(xiàn)，架構(gòu)簡單；未考慮溫度，組件的老化會失去準確度溫度變化小時可快速的實現(xiàn)最大功率跟隨的效果增量電導基本思想與功率反饋法相同，利用電流電壓比值、瞬間電導值這兩個參數(shù)來判斷輸出電壓的增加或減少，來達到跟蹤目的跟蹤性能優(yōu)良，振蕩損耗??；運算復雜，感測器精密要求很高氣候變化大的情況下，一種值得考慮的跟隨方式功率反饋與固定電壓法類似，加入了輸出功率對電壓變化率的邏輯判斷。較簡單，但精度不高用于精度要求不是很高的場合下擾動觀察改變太陽能板的端電壓，觀察、比較變動前后輸出功率的大小來決定下一步電壓增、減動作來達到跟蹤目的結(jié)構(gòu)簡單，需要觀測參數(shù)較少；在最大功率附近存在振蕩損耗環(huán)境不斷變化的環(huán)境下，是目前應用較多的方法三點比較基本思想與擾動觀察法類似，不同的是該方法以考察三點的電壓功率特性來決定下步的電壓、功率的增減。較好避免最大功率點附近震蕩損耗；結(jié)構(gòu)復雜，跟蹤實時性差環(huán)境變化緩慢的場合是非常值得推薦的方案鑒于上面的介紹和實際情況，擾動觀察法的結(jié)構(gòu)簡單、需要測量的參數(shù)較少、容易實現(xiàn)的優(yōu)點，，這樣便于用單片機實現(xiàn)，也能應付一般的應用。其基本原理為：由圖4.9所示的太陽能電池輸出功率與工作電壓的物理特性，可知在某一個日照及溫度環(huán)境下，唯一的工作電壓對應唯一的輸出功率，那么就可以通過控制太陽能電池工作的工作電壓來控制太陽能電池的輸出功率，給定不同的工作電壓，則可得到不同的輸出功率，所以擾動觀察法實現(xiàn)最大功率點跟蹤的中心任務就是找到最大功率點處的工作電壓值。如圖4.10所示，將采樣計算得到當前次的輸出功率Pn+1與前一次的輸出功率Pn+1作比較，假設(shè)Pn+1>Pn，那么將工作電電壓基準向著這一次變化的方向改變，反之，若輸出功率變小的話，則在下個周期改變變化的方向，如此反復的擾動、觀察和比較，使太陽能達到其最大功率點?？刂瓶驁D如圖4.11所示，采樣PV的輸出電壓、電流計算出輸出功率，通過對前后兩次輸出功率、電壓的比較關(guān)系給出參考基準量送入控制器來調(diào)節(jié)變換器以達到最大功率點跟蹤。圖4.9太陽能電池在固定溫度25oC，A=1.5，日照變化時，輸出電壓和功率之間的關(guān)系圖4.10擾動觀察法跟蹤示意圖變換器變換器負載控制器MPPTIV圖4.11擾動觀察法控制框圖擾動觀察算法法的實現(xiàn)根據(jù)擾動法的原理。假設(shè)：(1)采樣當前太陽能電池的輸出電壓、電流，分別記作、；(2)將、相乘得到當前的輸出功率，并讀取上次的輸出功率；(3)將與做比較，得到兩次功率變化情況，(4)再將當前的電壓值與前次做比較，得到兩次電壓的變化情況，結(jié)合(3)就知道工作點是在左半坡，還是在右半坡，應該如何去調(diào)節(jié)；(5)將根據(jù)(3)、(4)的判斷，對Vpv做運算，將此運算結(jié)果作為太陽能電池最大功率點處對應的輸出電壓值，再將此結(jié)果記作前次輸出電壓值，另外把當前的功率賦給前次功率。則太陽能電池的輸出電壓跟隨變化就可以保證太陽能工作在最大功率點附近。開始開始采樣和，并計算與比較=<<,==,===,==END圖4.11程序原理框圖SPWM的算法實現(xiàn)SPWM算法根據(jù)SPWM變換器的基本原理和控制方法，可以用模擬電路構(gòu)成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電路，用比較器來確定它們的交點。在交點時刻對功率開關(guān)器件的通斷進行控制，這樣就可得到SPWM波形。但這種模擬電路的缺點是結(jié)構(gòu)復雜，難以實現(xiàn)精確的控制。目前SPWM的產(chǎn)生和控制可以用微機或單片機來完成?；镜腟PWM算法有：(1)等效面積法：其生成原理就是按面積相等的原則構(gòu)成與正弦波等效的一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形。根據(jù)已知數(shù)據(jù)和正弦數(shù)值可以依次算出每個脈沖的寬度。這是實時控制中最簡單的算法。(2)自然采樣法：自然采樣法(NaturalSampling)移植了模擬控制的方法計算正弦調(diào)制波與三角載波的交點，從而求出相應的脈寬和脈沖間歇時間，生成SPWM波形若以單位量1代表三角載的幅值，則正弦調(diào)制波的幅值就是調(diào)制度M，正弦調(diào)制波可寫作 (4-3)式中是調(diào)制波頻率,也就是變壓變頻器的輸出頻率。由于兩點對三角載波的中心線并不對稱,須把脈寬時間分成和兩部分：(4-4)這是一個超越方程,其中、不但與載波比有N關(guān)，而且是調(diào)制度M的函數(shù)。自然采樣法的主要問題是，SPWM波形每一個脈沖的起始和終了時刻和對三角波的中心線不對稱，因而求解困難。另外，、確定與調(diào)制度的關(guān)系也要花費很多時間。這種數(shù)學模型不適合低速微機實現(xiàn)實時控制。(3)規(guī)則采樣法(RegularSampling)：工程上實用的方法要求算法簡單，只要誤差不太大，允許作出一些近似處理，這樣就提出了各種規(guī)則采樣法。規(guī)則采樣法是在三角載波每一周期的正峰值時找到正弦調(diào)制波上的對應點，求得電壓值，用此電壓值對三角波進行采樣得到兩點?？梢哉J為它們就是SPWM波形中脈沖的生成時刻，其區(qū)間就是脈寬時間。規(guī)則采樣法的計算顯然比自然采樣法簡單，但由于采樣水平線與三角載波的交點都處于正弦波的同一側(cè)造成的，所得的脈沖寬度將明顯地偏小，從而造成控制誤差。鑒于這次設(shè)計是采用單片機設(shè)計，不宜采用計算量太大的算法。由上述的方法可知，等面積法的計算量相對其他方法比較少。等面積法是在一個采樣周期內(nèi),用一個與原正弦曲線與時間軸所圍面積相等的矩形脈沖作為PWM控制信號,等面積法的諧波較規(guī)則采樣法的諧波明顯減少。因此，這次設(shè)