直流偏移校正功能與ADS58H40 PCB布局優(yōu)化

直流偏移校正功能與ADS58H40PCB布局優(yōu)化ADS58H40是一款由德州儀器（TI）推出的四通道、11/14比特、采樣250MSPS、接收90MHz帶寬的高性能高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器。它同時具有用于反饋的125MHz帶寬的BurstMode與用于接收的90MHz帶寬的SNRBoostMode，適用于基站收發(fā)信機的反饋與接收通道。目前用于基站收發(fā)信機的高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）大多都具有直流偏移校正功能（DCoffsetcorrectionfunction）。它用于校正ADC接收到的直流，以免其降低接收機的性能。但是此功能同時也會引起ADC的碼域翻轉(zhuǎn)（codetoggle），如果PCB布局不當，會造成ADC采集小信號功率不準確。本文以ADS58H40為例，分析了碼域翻轉(zhuǎn)干擾所帶來的問題，并提供了PCB優(yōu)化解決方案。1、高速ADC直流偏移校正功能的作用與影響直流偏移(DCoffset)是由外界的直流信號分量與原信號的直流疊加形成。在基站收發(fā)信機中，它主要是由本振泄露與混頻器或IQ解調(diào)器的非線性產(chǎn)生。直流偏移會對有用信號形成干擾，通常需要使用ADC的直流偏移校正功能來抑制它。從碼域上來看對于一個理想的11bitADC，其中間碼應(yīng)該是2^(11-1)=1024。用二進制補碼來表示就是0x000。由于二進制補碼的最高位表示符號位，所以對應(yīng)的11bit數(shù)據(jù)范圍是從0x000到0x7FF。0x7FF表示-1，對應(yīng)為1023。在無有用信號輸入時，理想狀態(tài)下，11bitADC采集出來的信號在碼域就應(yīng)該為0x000。但是事實上外界還有熱噪聲（thermalnoise）與直流偏移會被ADC采集到。直流偏移在碼域上會使ADC空采所獲得的碼相對0x000向上偏移一些，而熱噪聲信號的自然波動也會疊加到直流偏移所表示的碼上面。ADC的DCoffsetcorrectionfunction會修正直流偏移引起的碼域誤差，將其重新校正到0x000。ADC的DCoffsetcorrectionfunction的工作流程如下：圖1、DCoffsetcorrection下面用兩張圖示來對比說明ADC未使能與使能DCoffsetcorrectionfunction在碼域上的區(qū)別。在未使用ADC的DCoffsetcorrectionfunction時，11bitADC空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下:圖2、DCOffsetCorrectionDisabledforanidle11bitADCchannel在使用ADC的DCoffsetcorrectionfunction時，11bitADC空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下：圖3、DCOffsetCorrectionEnabledforanidle11bitADCchannel通過對比發(fā)現(xiàn)使能ADC的DCoffsetcorrectionfunction后，直流偏移引起的碼域誤差被修正，熱噪聲在碼域上也從基本在0x000碼以上圍繞著直流偏移波動，變成了圍繞著0x000碼波動。因此在使能DCoffsetcorrectionfunction時，熱噪聲的自然波動會引起碼域從0x000到0x7FF的隨機翻轉(zhuǎn)。體現(xiàn)在ADC的11bit數(shù)據(jù)線上就是ADC空采時，所有數(shù)據(jù)線的電平都同時在邏輯0與邏輯1之間切換。此時數(shù)據(jù)線對外的干擾是最大的。如果在PCB布局上不夠謹慎，就會使這個干擾信號耦合到ADC的模擬輸入端。雖然這個耦合的干擾信號幅度并不大，但是它對ADC的輸入信號，尤其是輸入的小信號在頻域上會形成波浪型干擾，在ADC空采時，則體現(xiàn)為紋波底噪（ripplenoisefloor）。2、碼域翻轉(zhuǎn)干擾所帶來的問題以ADS58H40為例，圖示說明碼域翻轉(zhuǎn)干擾信號耦合到ADC模擬輸入端的后果。圖4、Digitaloutputcouplingtoinput在PCB布局不理想時，如上圖所示輸出數(shù)據(jù)端直接或間接的通過時鐘或ADC的VCM耦合到了ADC的模擬輸入端。受此干擾信號影響，將ADS58H40通道空采得到的數(shù)據(jù)做FFT變換得到的頻域圖如下：圖5、Ripplenoisefloorcausedbycodetoggleinterferencecoupling從圖中可以清晰的看到ADC采集到的是波浪型底噪，它略微的惡化了ADC的信噪比（SNR），并且會導(dǎo)致小信號的幅度測量不準確，影響接收機靈敏度的測試。為了進一步說明碼域翻轉(zhuǎn)干擾的影響。用不同幅度的信號輸入給ADS58H40進行掃頻測試，將采集到的數(shù)據(jù)制圖如下：圖6、FrequencyscanfordifferentinputsignallevelwithinterferenceADS58H40的采樣時鐘為245.76MHz，針對其第二奈奎斯特域的中心60M范圍，使用5個功率等級進行掃頻。在功率大于-40dBFs時，由于PCB布局不當所引入的碼域翻轉(zhuǎn)干擾對輸入信號影響很?。ㄓ捎贏DC前端有濾波器的關(guān)系，所以輸入信號不是完全平整的）。但是隨著輸入信號功率的減小此干擾對輸入信號的影響越來越大，在輸入信號幅度低于-60dBFs時，去除模擬輸入端濾波器的影響后其引起的功率誤差依然可以達到3dB以上。3、針對碼域翻轉(zhuǎn)干擾的ADS58H40PCB布局優(yōu)化為了避免碼域翻轉(zhuǎn)干擾耦合到ADC的模擬輸入端，需要針對性的避免一些不當?shù)腜CB布局。碼域翻轉(zhuǎn)干擾可以通過三個途徑耦合：（1）數(shù)據(jù)輸出線與模擬輸入電路布局很近且平行，直接耦合。（2）數(shù)據(jù)輸出線耦合到ADC的時鐘信號再間接耦合到模擬輸入端。（3）數(shù)據(jù)輸出線耦合到ADC的VCM，再通過VCM間接耦合到模擬輸入端。圖7、ADS58H40PCBlayout上圖為ADS58H40EVM評估板的PCB布局，在基站收發(fā)信機上不會有這么大的空間來給其布局，一些走線難免會離得很近，所以針對碼域翻轉(zhuǎn)干擾的三個耦合途徑，建議對ADS58H40PCB布局做出以下三個優(yōu)化：（1）ADS58H40的數(shù)據(jù)輸出LVDS線與模擬輸入電路分開布局，不要平行或交叉。（2）ADS58H40的采樣時鐘線與隨路時鐘線布局盡可能的遠離模擬輸入端，不要與其近距離平行。（3）ADS58H40的VCM線最好通過過孔直接從模擬輸入電路的差分端中間接入，如上圖四個紅色圈的中心。在模擬輸入端VCM接入口必須加上對地的濾波電容。VCM信號不要做成VCM電源平面，而且布局時使其盡量遠離數(shù)據(jù)輸出線。經(jīng)過PCB布局優(yōu)化的ADS58H40使能DCoffsetcorrectionfunction后不再具有紋波底噪，而且ADC底噪更佳（圖8）。在-60dBFs的小信號掃頻測試中，去除模擬輸入端濾波器的影響后其波動在0.5dB以內(nèi)。圖8、NormalnoisefloorafterPCBlayoutoptimization4、結(jié)論ADC的DCoffsetcorrectionfu