高頻開關變換器中的磁性元件設計

高頻開關變換器中的磁性元件設計摘要：鑒于常規(guī)的磁性元件設計方法存在局限性，不能全面反映其實際工作情況。本文針對600W雙管正激變換器中的高頻變壓器采用MneticsDesi軟牛進行自行設計，給出了具體的設計方法和設計過程，并通過Pspice仿真驗證其設計效果。1、引言在高頻開關變換器中磁性元件的應用非常廣泛，主要有變壓器和電感器兩大類：當變壓器用時，可起電氣隔離、升降壓及磁耦合傳遞能量等作用;當電感器用時，起到儲存能量、平波與濾波等功能。并且其性能的好壞對變換器的性能產(chǎn)生重要影響，特別對整個裝置的效率、體積及重量起舉足輕重的作用。因此，磁性元件的設計是高頻開關變換器設計中的重要環(huán)節(jié)。高頻開關變換器中的磁性元件設計，通常是根據(jù)鐵芯的工作狀態(tài)，合理選用鐵芯材料，正確設計計算磁性元件的鐵芯及繞組參數(shù)。但由于磁性元件所涉及的參數(shù)太多，其工作狀態(tài)不易透徹掌握，因此常規(guī)的設計方法不能全面反映其實際工作情況和考慮其它因素的影響，也就很難達到所需的性能指標和滿足設計要求。針對高頻開關變換器中的磁性元件設計的重要性、必要性及其復雜性，筆者采用Intusoft公司的MneticsDesi軟牛根據(jù)磁性元件的實際工作情況進行計算設計，獲得較理想的效果。本文首先介紹了磁性元件設計中應考慮、注意的一些問題，并針對600W雙管正激變換器中的高頻變壓器給出了具體的設計方法和設計過程，最后通過仿真加以驗證。2、磁性元件設計中應考慮的一些問題鐵芯瞬態(tài)飽和在高頻開關變換器啟動瞬間，由于雙倍磁通效應，其磁性元件的鐵芯可能瞬態(tài)達到飽和，從而產(chǎn)生很大的浪涌電流，導致與磁性元件相連的開關器件損壞。因此，為防止鐵芯瞬態(tài)飽和，可采用的方法：一是把工作磁感應強度值減小，但這樣會降低鐵芯的利用率;二是增加軟啟動環(huán)節(jié)，啟動時減小功率管的導通脈沖寬度，然后逐漸增大磁感應強度到穩(wěn)態(tài)值。繞組的漏感繞組的漏感對高頻開關變換器產(chǎn)生很大的負面效應，影響其正常運行。例如當功率開關關斷時，繞組的漏感儲能釋放，在主開關上產(chǎn)生電壓尖峰，使功率器件電壓應力增大;另外，一臺開關變換器中有多個磁性元件，因而有多個寄生電感，造成嚴重的電磁干擾(EMI)。為減少繞組的漏感，可采取的措施有：一是選擇合適的鐵芯結(jié)構(gòu)和形狀;二是繞組設計成瘦高型，增加繞組高度，減小繞組厚度;三是繞組采用絞合銅線或?qū)挶°~箔，使銅占因子升高;四是采用分層交叉繞制方法，使繞組耦合緊密。集膚效應磁性元件在高頻工作時，導線中通過交變電流會產(chǎn)生集膚效應，即導線橫截面上的電流分布不均勻，內(nèi)部電流密度小，邊緣部分電流密度大，使導線有效橫截面積減小，電阻增大。為使集膚效應的影響減小，導線直徑應不大于兩倍滲透深度。3、雙管正激變換器中的高頻變壓器設計圖1為組合雙管正激變換器的電路原理圖，MLM2,D1,D2與副邊拓撲構(gòu)成1#雙管正激變換器，M3,M4，D3，D4與副邊拓撲構(gòu)成2#雙管正激變換器。工作時，2#變換器的控制脈沖相對于1#變換器移相了1800，雙路變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1,D2或D3,D4向原邊輸入電源回饋能量，實現(xiàn)鐵芯磁復位。圖1組合雙管正激變換器的電路原理圖下面針對圖1中的高頻變壓器進行具體的分析與設計，電路的參數(shù)如下：輸入電壓Vcc=12V，輸出電壓Vo=120V，輸出電流Io=5A，開關頻率f=100K，工作占空比D=0.45,濾波電感Lf=50uH。高頻變壓器的磁分析由于加在變壓器原邊的激磁電壓為單向脈沖，鐵芯的磁狀態(tài)工作于局部磁滯回線上，如圖2所示。當功率管導通時，t￡[0,DT],變壓器原邊正脈沖電壓序列激磁，鐵芯內(nèi)磁感應強度B沿局部磁滯回線從Br磁化到Bm;關斷時，te[DT,T],變壓器原邊電壓為零，鐵芯通過二極管實現(xiàn)磁復位，磁感應強度B沿局部磁滯回線從Bm去磁至Br。圖2變壓器鐵芯的局部磁滯回線通過圖2可知，由于鐵芯磁狀態(tài)只在B-H平面第一象限內(nèi)變化，故鐵芯不能充分利用,利用率較低，并且工作于局部磁滯回線，磁導率也較低。因此，對于雙管正激變換器中的高頻變壓器，應選擇高Bs、高磁導率、低Br及低損耗的磁性材料。高頻變壓器的參數(shù)分析計算單路變壓器的工作頻率f=100k,因此，對于濾波電感其工作頻率為2f=200k,分析計算可得:峰峰值電感電流:A4=?囁 -二？/￡/=1,2月其中，VD：續(xù)流二極管壓降，取為0.5v。電感的平均電流：『工=『口=5&電感的最大電流：U=Il+MJ2=5.6A電感的最小電流：Il^=Il-MJ2=AAA變壓器副邊直流電流的平均值：，"口=口（/上噸+^Zmin），2=225月變壓器副邊交流電流的平均值：=上maK父+(/ZmaK一/工min了/3=3.36A國5虹）=J'黑快口一『短虹）=之5工變壓器原邊電壓:其中，Vmosfet：功率開關管的導通壓降，取為0.5v。變壓器副邊電壓：%”區(qū)+險用）以口=1弘，其中，VDW：整流二極管的壓降，也取為0.5v。原、副邊匝數(shù)比：w曝區(qū)+唯科)/20用== =1Z.Z%內(nèi) 吃7-2R曝d捌變壓器原邊直流電流的平均值:蜀”"）=’厘心試、x甩=27.45A變壓器原邊交流電流的平均值:另外，單路變壓器的輸出功率為320W(考慮損耗)，最大室溫為25攝氏度，最大溫升為60攝氏度。通過以上的參數(shù)分析計算，得到高頻變壓器的設計規(guī)格如表一所示：表一高頻變壓器的設計規(guī)格鐵芯帶式EF Ffir-艮加材料料夾F工高照？量大我然可利國因子tMw)90斜最大沸升崩攝氐層最大支遢H攝氏跳私通旅式半波1善一管，藤)遮影帝式單向肚沖波第出動率330W工作巍率I0DK庫邊電應I1V原口直再電施27y54原垃交流電需30.5A和i電總IMV用弱瓦潦電汽2.35A耳邊交詫延洛2.5A高頻變壓器的軟件實現(xiàn)及Spice模型根據(jù)表一的設計規(guī)格，使用MagneticsDesigner軟件完成高頻變壓器的自行設計。首先選取適用的鐵芯與材質(zhì)，當輸入工作頻率值后，鐵芯精靈軟件會自動選取適當?shù)蔫F芯尺寸，并由程序自動最佳化處理尺寸大小，然后在變壓器窗口中輸入相關繞組電壓值與電流值等設計規(guī)格，進行多次的改進設計，最后MagneticsDesigner會將變壓器的電氣特性與繞組規(guī)格產(chǎn)生完整的輸出報告，以轉(zhuǎn)交給制造商制作高頻變壓器或提供給使用者作設計參考。另外，MagneticsDesigner軟件可以建立所設計的高頻變壓器Spice模型，此模型包括所有的鐵芯損與銅損、交流與直流電阻、漏電感與磁化電感和繞組電容等，并且是以子電路的形式實現(xiàn)的，可以很容易的與Pspice電路仿真軟件進行嫁接，實現(xiàn)很完美的仿真。圖1中的高頻變壓器Spice模型子電路清單如下：*SRC=Untitled;Untitled;Transformers;;Fair-Rite,E42/21/15(94—036002)*SYM=Untitled.SUBCKTUntitled1234Copyright(c)Intusoft2000.Allrightsreserved,redistributionprohibited.Fair-Rite,EFerrite,75_10100K_25C,E42/21/15(94-036002)exempt310973693-17580*******Rdc1N41N61372.5ULmagN41223.17URcoreN412129.5Rac1N611372.5ULaciN611i.778n*******L12N41in251.3mCi_2in22-925.IPC2_23249.720PC3_232N4218.87PEfwd2N824in2212.50Vsens2N82N42Ffbk2in22Vsens212.50Rdc2N42N6277.67mRac2N62377.67mLac2N623370.8n.ENDS3.4仿真結(jié)果為了驗證高頻變壓器的設計結(jié)果，對圖1所示的組合雙管正激變換器進行了Pspice仿真，其中的高頻變壓器采用MagneticsDesigner軟件所生成的Spice模型，主要仿真波形如圖3所示。(a)輸出電流波形(b)輸出電壓波形圖3組合雙管正激變換器的主要仿真波形圖3(a)、圖3(b)分別是變換器輸出電流和輸出電壓的波形，仿真結(jié)果