三電平中點(diǎn)鉗位半橋電容特性及均壓控制策略

三電平中點(diǎn)鉗位半橋電容特性及均壓控制策略

0電容電壓均衡控制由于輸出電壓波形含量低等優(yōu)點(diǎn)，多偏移濾波可以迅速發(fā)展。但電平數(shù)過(guò)多將使得系統(tǒng)成本增加、可靠性降低且控制復(fù)雜,因此三電平逆變器應(yīng)用比較廣泛,其中H橋逆變器［１］最簡(jiǎn)單,但其局限性比較大,不適用于高輸入電壓及非隔離光伏并網(wǎng)逆變等場(chǎng)合,而三電平半橋逆變器應(yīng)用場(chǎng)合比較廣泛,且其結(jié)構(gòu)及控制也相對(duì)簡(jiǎn)單。三電平半橋結(jié)構(gòu)主要有以下幾種:二極管鉗位式［２］、飛跨電容式［３］和級(jí)聯(lián)三電平式［４］。其中,二極管鉗位式是最早提出的一種三電平變流器拓?fù)洹６O管鉗位式三電平半橋變換器的輸入端為電容串聯(lián)結(jié)構(gòu),由于電路存在非理想因素,會(huì)出現(xiàn)中點(diǎn)電位不平衡問(wèn)題。中點(diǎn)電位不平衡將會(huì)使交流輸出電壓畸變,產(chǎn)生低次及偶次諧波;造成開(kāi)關(guān)管耐壓不一致;偶次諧波的累積效應(yīng),會(huì)進(jìn)一步加劇中點(diǎn)電壓不平衡,最終使系統(tǒng)崩潰。因此,目前出現(xiàn)了大量文獻(xiàn)研究三電平中點(diǎn)鉗位(3L-NPC)半橋拓?fù)渲悬c(diǎn)電位均衡問(wèn)題。部分文獻(xiàn)［５－６］對(duì)三電平半橋拓?fù)鋸念l域角度進(jìn)行分析,得出其具有自平衡特性,但頻域分析較為抽象,不易得出關(guān)于自平衡機(jī)理的物理解釋。目前大量文獻(xiàn)研究了三相3L-NPC逆變器電容電壓均衡措施,主要有滯環(huán)控制法［７］、虛擬空間矢量法［８］、注入零序電壓法［９］等,其總體思想是在空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)下,通過(guò)對(duì)冗余小矢量合理分配實(shí)現(xiàn)電容均壓。然而,單相3L-NPC均壓控制策略的研究相對(duì)較少,其中采用多個(gè)直流源代替輸入電容或附加硬件電路法,將大大增加系統(tǒng)成本;在電容兩側(cè)并聯(lián)大電阻強(qiáng)行分壓方法,將增加電路損耗,這些方法均沒(méi)有從根本上解決問(wèn)題。現(xiàn)有的軟件控制法主要通過(guò)附加前饋或反饋?zhàn)兞?來(lái)實(shí)現(xiàn)電容均壓。如文獻(xiàn)是將電容壓差前饋到電流參考中,實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡,但是需要檢測(cè)電容電壓;文獻(xiàn)采用雙環(huán)控制,將調(diào)制波通過(guò)低通濾波器,取其直流分量反饋到逆變器的參考電壓中,也可使電容電壓均衡。另外,多電平逆變器還可采用均衡電路［１２－１３］,如RLC等,進(jìn)行電容電壓均衡控制;而文獻(xiàn)和文獻(xiàn)是將2個(gè)3L-NPC半橋相結(jié)合,形成雙橋臂3L-NPC拓?fù)?改變電路特性,通過(guò)附加RLC均衡電路,以產(chǎn)生開(kāi)關(guān)頻率次的諧波電流,實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡,但這種方法增加電路成本及損耗。本文首先推導(dǎo)出3L-NPC半橋拓?fù)涞牡刃щ娐?從時(shí)域角度分析3L-NPC半橋拓?fù)涞淖云胶馓匦?其次,分析了電流閉環(huán)控制采用比例—積分(PI)、比例—諧振(PR)等調(diào)節(jié)器使電容電壓均衡失敗的原因,結(jié)合3L-NPC的自平衡特性,歸納了2類均壓控制思想;最后,給出了一種具有自平衡特性的雙環(huán)控制方案,該方案無(wú)需附加信號(hào)檢測(cè)及變量反饋,不僅可以實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡,而且可以提高系統(tǒng)響應(yīng)速度,簡(jiǎn)化系統(tǒng)控制,降低系統(tǒng)成本。13u3000輸入電壓為變換器輸出量,v根據(jù)3L-NPC半橋拓?fù)?見(jiàn)附錄A圖A1)及其正弦脈寬調(diào)制(SPWM)方式(見(jiàn)附錄A圖A2),定義開(kāi)關(guān)狀態(tài)函數(shù)Sｉ、兩電容電流差值iｃ及兩電容壓差值Vｄ:式中:i=1,2,3,4。若輸入電壓近似認(rèn)為無(wú)波動(dòng),則有:根據(jù)附錄A圖A2所示的SPWM方式,以輸出功率因數(shù)PＦ=1為例,可以得出輸出電壓uｉｎｖ及iｃ與S１至S４的不同開(kāi)關(guān)組合的4種對(duì)應(yīng)關(guān)系,如表1所示。表中,iｏ為開(kāi)關(guān)管橋臂中點(diǎn)流出電流。由表1可得:進(jìn)一步,有式中:Vｉｎ為變換器輸入電壓。定義如圖1所示的基本二端口網(wǎng)絡(luò),圖中,V２=SｘV１,i１=Sｘi２,根據(jù)式(6)和式(7)可得3L-NPC半橋拓?fù)涞刃щ娐?如圖2所示。23橋臂電壓不均衡根據(jù)式(7)中Sｔ與Sｄ的表達(dá)式,可以得到Sｔ與Sｄ的波形及其頻譜分析圖(見(jiàn)附錄A圖A3)。Sｔ是奇諧函數(shù),只含有奇次的正弦量;Sｄ是偶諧函數(shù),含有直流分量及偶次的余弦量。以N=fｓ/fｏ(偶數(shù))為例,其中,fｓ為載波頻率,fｏ為調(diào)制波頻率,對(duì)Sｔ與Sｄ進(jìn)行傅里葉分解得:式中:ωｏ為基波角頻率;ωｓ為開(kāi)關(guān)頻率對(duì)應(yīng)的角頻率。由圖2可得:由式(6)可知,3L-NPC橋臂輸出電壓uｉｎｖ可看成由兩部分電壓組成:①電容電壓均衡時(shí)輸出電壓uｉｎｖ_ｂ=VｉｎSｔ/2;②電容電壓不均衡壓差Vｄ引起的輸出電壓uｉｎｖ_ｄ=VｄSｄ/2。下面分別分析Vｄ=0與Vｄ≠0時(shí),電容電流差值iｃ及其平均值iｃ，ａｖｇ的特性。1[2,/2]Vｄ=0即中點(diǎn)電位平衡。此時(shí),輸出電流記作iｏ＿ｂ(t),其表達(dá)式為:式中:φＺ０ｎ,φＺｘｙ∈[-π/2,π/2]。從式(11)可看出,輸出電流中只含奇次正弦量諧波,而Sｄ含有直流分量及偶次余弦量諧波,由此:由式(12)和式(4)可知,iｃ１,ａｖｇ=iｃ２,ａｖｇ=0,這表明一旦3L-NPC的電容電壓均衡,則電容上電流就不會(huì)存在直流分量,這與負(fù)載性質(zhì)及容值偏差無(wú)關(guān)。2電容電流的特性Vｄ≠0即電容電壓不均衡。此時(shí),輸出電流記作iｏ＿ｎｂ(t),其表達(dá)式為:該電流由iｏ＿ｂ(t)與iｏ＿ｄｂ(t)兩部分組成,且iｏ＿ｄｂ(t)含有直流分量,則可得到iｏ＿ｎｂ(t)的平均值為:由式(12)可知,iｏ＿ｂ(t)不會(huì)在電容電流中產(chǎn)生直流分量,因此,若電容電壓不均衡,電容電流平均值為:根據(jù)式(15)及式(4)可得到如下結(jié)論。1)當(dāng)φＺｉｊ≠±π/2,即負(fù)載阻抗為感性、容性或純阻性時(shí),有cosφＺｉｊ>0,Z(0)≠0,則電容電流勢(shì)必存在直流分量,且iｃ，ａｖｇ′與Vｄ反向。也就有:當(dāng)Vｄ>0,即uｃ1>uｃ2時(shí),iｃ,avｇ′<0,則iｃ1,avｇ<0,iｃ2,avｇ>0,電容C１將會(huì)放電,電容C２將會(huì)充電,直至二者電壓均衡;當(dāng)Vｄ<0時(shí),同理。2)當(dāng)φＺｉｊ=π/2,即負(fù)載為純感性時(shí),有cosφＺｉｊ=0,Z(0)=0,則iｃ,ａｖｇ′→∞,可實(shí)現(xiàn)快速均衡。3)當(dāng)φＺｉｊ=-π/2,即負(fù)載為純?nèi)菪詴r(shí),有cosφＺｉｊ=0,Z(0)=∞,則iｃ,ａｖｇ′→0,將失去自平衡特性。幸而,在實(shí)際情況下,純?nèi)菪缘呢?fù)載條件并不存在,因?yàn)殡娙菁熬€路等都有一定的阻抗。4)電容壓差Vｄ越大,阻抗角越小時(shí),iｃ，ａｖｇ′越大,則3L-NPC的自平衡速度就越快。5)根據(jù)附錄A圖A3的Sｄ頻譜圖可知,Sｄ＿ｄｃ與Sｄ_１０(fｓ處)較大,而一般fｓ處的Z(ωｓ)較大,則式(15)近似為:由式(16)可知,該直流分量主要來(lái)自于負(fù)載電流的直流分量。綜上,當(dāng)3L-NPC電容電壓不均衡時(shí),負(fù)載電流中產(chǎn)生與電容壓差同向的直流分量及部分偶次諧波分量,此時(shí)電容電流中勢(shì)必存在與壓差值反向的直流電流,該電流將消除電容壓差,因此,3L-NPC半橋拓?fù)渚哂须娙蓦妷鹤云胶馓匦?其自平衡電流主要來(lái)自于負(fù)載電流的直流分量。3電流閉環(huán)控制前面分析表明3L-NPC半橋拓?fù)渚哂凶云胶馓匦?。然?在采用傳統(tǒng)PI和PR等調(diào)節(jié)器的電流閉環(huán)控制實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn),電容電壓不均衡,且不斷惡化,最終導(dǎo)致系統(tǒng)崩潰。下面以PI和PR調(diào)節(jié)器為例,分析系統(tǒng)崩潰原因。3.1l-pc的自平衡特性圖3給出了3L-NPC半橋逆變器單電流閉環(huán)控制框圖,其中,Lｆ為濾波電感,R為負(fù)載電阻,Gｃ(s)為調(diào)節(jié)器,Kｐｗｍ為逆變器等效增益,vｅ為電流誤差,vｍ為調(diào)制波。以PI調(diào)節(jié)器,即Gc(s)=Kp+Ki/s(Kp>0,Ki>0)為例,當(dāng)Vd≠0時(shí),調(diào)制波vm(t)及其周期平均值增量為:式中:Tｏ為基波周期;K１=(Kｐ+KｉT(mén)ｏ)Sｄ_ｄｃ/(2|Z(0)|)>0;iｏ，ａｖｇ為iｏ(t)的平均值。由式(18)可得到如下結(jié)論。1)當(dāng)Vｄ>0,即uｃ１>uｃ２時(shí),調(diào)制波增量Δvｍ，ａｖｇ<0,這表明3L-NPC半橋拓?fù)洳粩嗟叵蜇?fù)半周期工作時(shí)間長(zhǎng)于正半周期的方向調(diào)節(jié),而負(fù)半周期工作由C２供電,則一個(gè)周期內(nèi),C２放電大于C１放電,將加劇電容壓差,最終將導(dǎo)致系統(tǒng)崩潰;當(dāng)Vｄ<0時(shí),同理。2)采用PI調(diào)節(jié)器,將對(duì)3L-NPC的電容電壓自平衡電流,即負(fù)載電流的直流分量,進(jìn)行反向控制,這將破壞3L-NPC的自平衡特性。對(duì)于PR調(diào)節(jié)器,由于受模擬器件或數(shù)字系統(tǒng)精度的限制,不易實(shí)現(xiàn),因此,一般采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器,如式(19)所示:式中:Kｐ>0;Kｒ>0;ωｒ?yàn)橹C振角頻率;α體現(xiàn)了諧振控制器的阻尼;Kｒ和α共同決定了該諧振控制器在基波頻率處的增益。從式(19)中可以看出,準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器對(duì)直流分量的響應(yīng)為Kｐ倍,則對(duì)負(fù)載電流的直流分量進(jìn)行反向控制,同理,這將破壞3L-NPC的自平衡特性,最終使系統(tǒng)崩潰。從上面分析可知,當(dāng)調(diào)節(jié)器Gｃ(s)對(duì)直流分量有響應(yīng)時(shí),調(diào)制波vｍ中勢(shì)必形成與電容壓差Vｄ反向的直流分量,這會(huì)破壞3L-NPC的自平衡特性,電容壓差將不斷加劇,最終導(dǎo)致系統(tǒng)崩潰。3.2基于自平衡特性的準(zhǔn)諧振恢復(fù)設(shè)計(jì)傳統(tǒng)PI和PR等調(diào)節(jié)器會(huì)破壞3L-NPC的自平衡特性,則有2類控制電容電壓均衡的方法:①第1類,采用傳統(tǒng)PI和PR等調(diào)節(jié)器,通過(guò)加入與電容壓差Vｄ相關(guān)的變量反饋,以恢復(fù)3L-NPC的自平衡特性;②第2類,采用特定調(diào)節(jié)器,該調(diào)節(jié)器不會(huì)破壞3L-NPC的自平衡特性?，F(xiàn)有的軟件均壓控制策略,如文獻(xiàn)與文獻(xiàn)中的均壓控制方法,分別見(jiàn)附錄A圖A4和附錄A圖A5,這2種方法可以直接用第1類均壓控制思路分析得到。根據(jù)第2類均壓控制思想,為了不破壞其自平衡特性,則特定調(diào)節(jié)器需具備以下特性:①由于3L-NPC自平衡電流主要來(lái)自于負(fù)載電流的直流分量,因此特定調(diào)節(jié)器對(duì)負(fù)載電流直流分量不響應(yīng),即不控制其直流分量;②為了保證輸出電流的穩(wěn)態(tài)誤差較小,則該調(diào)節(jié)器在基波處增益要較大。如式(20)所示的準(zhǔn)諧振(QR)調(diào)節(jié)器滿足特定調(diào)節(jié)器的上述2點(diǎn)要求。QR調(diào)節(jié)器對(duì)直流量響應(yīng)為0,且通過(guò)合理的設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)基波處的高增益特性。但是,QR調(diào)節(jié)器僅影響ωｏ處的開(kāi)環(huán)幅相特性且對(duì)其他頻率處的開(kāi)環(huán)增益沒(méi)有影響,因而式(20)所示的調(diào)節(jié)器無(wú)法調(diào)整系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)截止頻率,進(jìn)而系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)較差且無(wú)法得到優(yōu)化。4雙環(huán)控制策略根據(jù)上述分析,采用特定調(diào)節(jié)器,如QR調(diào)節(jié)器,無(wú)法調(diào)整系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)截止頻率,為此在第2類均壓控制方法的基礎(chǔ)上,提出了采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)控制的具有自平衡特性的3L-NPC半橋逆變器雙環(huán)控制策略,其框圖如圖4所示。為了不破壞3L-NPC的自平衡特性,在閉環(huán)控制時(shí),對(duì)負(fù)載電流中的直流分量不控制;考慮到負(fù)載電流直流分量同樣會(huì)反映在輸出電壓uｏ上,且內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)速度通常要大于外環(huán),因此在雙環(huán)控制中,為了從根源上不控制負(fù)載電流的直流分量,將QR調(diào)節(jié)器作為電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器;同時(shí),為了提高逆變器的響應(yīng)速度,電流內(nèi)環(huán)采用比例調(diào)節(jié)器。5催化劑的選用基于上述分析,本文在一臺(tái)5kW單相3L-NPC半橋逆變器上進(jìn)行實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如附錄A圖A6所示。其輸入電壓為700~1100V,輸出額定交流電壓有效值為220V,系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率為15kHz,S１至S４選用型號(hào)為IKW40N120T的絕緣柵雙極型晶體管(IGBT),二極管Dｕ和Dｄ選用型號(hào)IDP30E1200,輸入電容C１=C２=1800μF,輸出采用單電感濾波器,Lｆ=5.7mH,控制器型號(hào)采用TMS320F28035。5.1試驗(yàn)結(jié)果及分析首先,在輸入電壓Vin=800V、調(diào)制比m=0.7的條件下用Saber軟件進(jìn)行仿真,驗(yàn)證其自平衡特性。1)阻性負(fù)載:負(fù)載電阻R=17Ω,其結(jié)果如圖5所示。當(dāng)電容容值有偏差,即初始電容電壓存在壓差時(shí),輸出電流中勢(shì)必存在直流分量,該直流電流將消除電容壓差。因此,3L-NPC具有自平衡特性,且與初始電壓偏差方向及容值偏差無(wú)關(guān)。2)純?nèi)菪载?fù)載:負(fù)載電容C=200μF,其結(jié)果如附錄A圖A7所示。當(dāng)逆變器輸出等效阻抗Z為純?nèi)菪詴r(shí),3L-NPC將失去自平衡特性,無(wú)法實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡。其次,在與仿真相同的輸入電壓和調(diào)制比條件下進(jìn)行實(shí)驗(yàn),驗(yàn)證3L-NPC的自平衡特性。實(shí)驗(yàn)負(fù)載性質(zhì)分別為:①感性負(fù)載,負(fù)載電阻R=17Ω,負(fù)載電感L=15mH,則功率因數(shù)角θ≈20°(滯后);②容性負(fù)載,負(fù)載電阻R=17Ω,負(fù)載電容C=200μF,則功率因數(shù)角θ≈39°(超前)。感性和容性負(fù)載條件下的電容電壓實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示,其穩(wěn)定工作波形如圖7所示。由圖6可知,在容值偏差及電容電壓偏差下,其自平衡特性與負(fù)載性質(zhì)(純?nèi)菪猿?無(wú)關(guān)。5.2均壓控制器設(shè)計(jì)為了驗(yàn)證前述的均壓控制策略,對(duì)3L-NPC進(jìn)行單電流閉環(huán)實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)條件:輸入電壓Vｉｎ=800V,C１=1800μF,C２=2300μF,負(fù)載電阻R=17Ω,控制負(fù)載電流峰值Iｏｐｋ=16A。圖8(a)和圖8(b)分別是加入電容壓差前饋和采用QR調(diào)節(jié)器的均壓控制結(jié)果。從圖8(a)和圖8(b)可以看出,這2種均壓控制策略均可實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡,相較于加入電容壓差前饋的均壓策略,采用QR調(diào)節(jié)器的均壓策略無(wú)需電容電壓信號(hào)采樣,均壓原理更為簡(jiǎn)明、易理解,且程序?qū)崿F(xiàn)更為簡(jiǎn)單。5.3突加載實(shí)驗(yàn)實(shí)驗(yàn)在Vin=800V,R=17Ω,采用QR調(diào)節(jié)器的均壓控制策略下,對(duì)3L-NPC半橋逆變器進(jìn)行突加載實(shí)驗(yàn)。負(fù)載電流的突加載實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示(負(fù)載電流Iｏｐｋ由10A突變到16A),比較可知,采用雙閉環(huán)控制時(shí),逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度優(yōu)于單電流環(huán)控制。6電容電壓偏差的情況本文根據(jù)推導(dǎo)出的3L-NPC半橋等效電路模型,從時(shí)域角度詳細(xì)分析了電容電流與電容壓差的關(guān)系,并通過(guò)仿