連續(xù)波雷達方案

全固態(tài)連續(xù)波導航雷達性能與指標論證一、體制調(diào)頻連續(xù)波（FMCW）。二、系統(tǒng)組成系統(tǒng)組成見下圖。圖1.系統(tǒng)組成框圖三、技術指標1、頻率X波段，9.3GHz?9.4GHz

2、 峰值功率100mW3、 掃頻帶寬小于等于75MHz4、 掃頻重復頻率200Hz5、 掃頻時寬1.2ms6、 接收機噪聲系數(shù)小于等于6dB7、 天線轉速24rpm,+/-10%8、 收/發(fā)天線水平波束寬度5.2°+/-10%（-3dB寬度）9、 收/發(fā)天線垂直波束寬度25°+/-20%（-3dB寬度）

10、 收/發(fā)天線旁瓣電平小于等于-18dB（正負10°內(nèi)）小于等于-24dB（正負10°外）11、 極化方式水平極化12、 通信協(xié)議高速以太網(wǎng)或串口性能指標1、探測距離典型目標探測距離見下表。表1.探測距離表目標類型探測距離大型電站/風場15-25nm100m高陡峭海岸線10-20nm稠密城市海岸線6-12nm覆蓋森林的250m斜坡海岸線4-8nm低矮郊區(qū)海岸線4-8nm大型集裝箱船7-14nm小于50m的低矮海岸線，濃密植被3-6nm小島2-4nm中型汽艇1-2nm帶角反射器的航標1-2nm小型汽艇或游船0.5-1.5nm無角反射器的小型浮標0.25-0.5nm

皮劃艇300-800ft鳥群160-500ft2、 量程50m?24nm,17檔可調(diào)3、 功耗工作：19W@13.8Vdc待機：2W@13.8Vdc~150ma4、 電源9V?31.2V直流5、 使用環(huán)境工作溫度：-25°?+55°相對濕度：+35°,95%RH防水：IPX6相對風速：51m/s（最大100節(jié)）

五、組成原理1、收發(fā)系統(tǒng)組成混頻器圖2.收發(fā)系統(tǒng)原理框圖2、信號處理系統(tǒng)組成圖3.信號處理原理框圖六、關鍵指標分析論證1、A/D采樣率與采樣位數(shù)雷達最大量程24nm，回波最大延遲:2x24X1852“廠“t 二dmax=296.32卩s3x108最大差拍頻率:f二=AFt =75x296.32=18.52MHzbmaxTdmax1200m

應選擇A/D采樣頻率f$2fb,實際可選：sbmaxf=40MHz。s采樣位數(shù)選16位，對應動態(tài)范圍96dB。2、距離分辨率、理論分辨率發(fā)射波形掃頻帶寬AF=75MHz，理想距離分辨率為:AR0_2m_C_ 3X108AR0_2m2AF2x75x106對自差式FMCW雷達，當目標回波延時td，有效帶寬降為:dAFf_AF(1—卜)m式中T為調(diào)制時寬。實際目標距離分辨率為:mAR_AR_C2AF(1— )從上式可以看出，F(xiàn)MCW雷達在不同的探測距離上有不同的距離分辨率。距離越遠，分辨率越差。取T=1.2ms，最小和最大量程的距離m分辨率為：量程=50m,距離分辨率ARW2m量程=24nm,距離分辨率ARW2.66m以上給出的是距離分辨率的理論計算值，實際距離分辨率還與信號處理(主要是FFT)的頻率分辨精度等因數(shù)有關。、相干處理時間間隔對分辨率的影響

最大量程時的可用相干處理時間間隔:1200-296.32=903.68卩s可用采樣點數(shù)：903.68X40=36147為了便于FFT處理，若實際采樣點數(shù)選32768。對應的頻率分辨率：Af=1221Hz該頻率分辨率對距離分辨率的限制為:=2.9304mTCAf1.2x10-3x3x108x1221=2.9304m2x75x1062x75x1062AF該值大于理論距離分辨率，是實際能達到的距離分辨率。小量程時，差拍頻率小，與大量程相比可獲得更長的相干處理時間，F(xiàn)FT頻率分辨率對雷達距離分辨率的影響可得到一定程度的改善。比如，50m量程時，最大回波延時0.33us，可用相干處理時間間隔為:1200-0.33=1199.67us頻率分辨率:AR-3二」.2AR-3二」.2x10-3x3x108x833?56—2.0005m該頻率分辨率對距離分辨率的限制為:2AF 2x75x106因而，F(xiàn)FT頻率分辨率對雷達距離分辨率的影響可忽略。但前提是

相干處理時間必須用足。按40MHz采樣率，50m量程下的可用樣點為47986。實際處理時，可通過補零將序列長度延長至65536再進行FFT。如此長序列的FFT在處理時必須保證有足夠的處理動態(tài)，否則將產(chǎn)生嚴重的弱小目標損失。、FFT加窗對分辨率的影響信號處理時，若對經(jīng)A/D變換后的回波差拍信號直接進行FFT,頻譜旁瓣僅為-13dB，在密集目標環(huán)境下，大目標的旁瓣譜線可能遠高于鄰近小目標的主瓣譜線，從而嚴重干擾小目標的檢測和分辨。為了克服這一問題，一般采用加窗處理的方法壓低旁瓣。但加窗處理的負作用是引起頻譜主瓣的展寬，使雷達分辨率下降。比如，采用Hamming窗函數(shù)進行加權，旁瓣可壓低至-40dB，但主瓣展寬了一倍，雷達的距離分辨率對應下降了一倍。3、信號處理損失FMCW雷達通過FFT分析差拍頻率算出目標距離，F(xiàn)FT具有所謂的“柵欄效應”，其輸出的頻譜是離散的，譜線的間隔Af等于相干處理時間的倒數(shù)，當差拍回波譜正好等于Af的整數(shù)倍時，幅度最大，無損失。而當差拍回波譜位于FFT的兩根譜線之間時，即：f-n曲±Af/2 (n=0,1,2,...,N一1)b譜強度下降了0.637倍，即信號損失3.92dB。

4、測距精度線性調(diào)頻連續(xù)波雷達的測距精度取決于信號調(diào)頻的線性度、測頻精度及目標運動引起的距離多普勒耦合等因素。、線性度的影響采用DDS產(chǎn)生LFMCW信號的設計方案，可獲得較理想的線性度，其對測距精度的影響可不予考慮。、測頻精度的影響差拍頻率測量采用FFT方法時，其“柵欄效應”將帶來測頻誤差，最大測頻誤差發(fā)生在差拍頻率位于FFT兩根譜線之間時:對應的測距誤差:按照前述參數(shù)，小量程的誤差為1m，大量程誤差為1.465m。、距離多普勒耦合的影響當目標有徑向運動速度v時，其回波頻率將產(chǎn)生多普勒頻移:rf=Hd九該頻率將直接折合到差拍頻率中去，引起的測距誤差為:比如，以30節(jié)速度運動的目標，誤差為2.31m。距離多普勒耦合的影響可采用三角波調(diào)頻的FMCW波形，在信號

處理時對該誤差進行補償。若采用鋸齒波調(diào)頻，該誤差將直接加到系統(tǒng)總誤差中去。系統(tǒng)總測距誤差為：5R=j?R）+（6R〃）25、靈敏度頻率控制（SFC）在脈沖雷達中一般采用靈敏度時間控制（STC）電路壓制近距離強回波，實現(xiàn)合理的信號動態(tài)范圍控制。FMCW雷達同樣面臨壓縮動態(tài)范圍的問題，F(xiàn)MCW雷達的近距離強回波除了干擾目標的觀察和檢測，還會使中頻電路過載，中頻過載引起的交調(diào)會產(chǎn)生多個虛假目標，增加雷達的虛警率。因而，在FMCW雷達中對近距離強回波進行壓制對保證探測性能顯得尤為重要。FMCW雷達的近距離回波處于差拍中頻的低端，遠距離回波位于差拍中頻的高端，所以要壓縮信號的動態(tài)，必須壓低差拍中頻低頻段的增益，同時保證在高頻段有足夠的增益放大小信號，即實現(xiàn)所謂的靈敏度頻率控制（SFC）。SFC電路的頻率響應曲線應隨頻率增加而上升，其上升斜率在每倍頻程+6dB?+12dB之間，其控制曲線可隨“海浪抑制”操作旋鈕的變化而變化。為了取得比較好的效果，SFC電路應放在緊接混頻器之后的位置，非常近距離的超大目標回波的抑制靠交流耦合電路實現(xiàn)。

6、發(fā)/收信號泄漏FMCW雷達發(fā)射機與接收機之間的信號泄漏問題是該體制雷達面臨的最突出問題。泄漏的影響表現(xiàn)在兩個方面，一是當發(fā)射機泄漏到接收機的信號過強，使接收機前端飽和甚至燒毀；二是泄漏信號的噪聲邊帶落入差拍信號的有效帶寬內(nèi)，嚴重限制了小信號的檢測。因而，從某種意義上講，F(xiàn)MCW雷達對弱小目標的探測能力并不完全受限于接收機的靈敏度，而在很大程度上取決于收發(fā)隔離度。LOWRANCE雷達解決收/發(fā)隔離問題采取的是收、發(fā)雙天線分置的傳統(tǒng)途徑。目前從公開資料上查不到隔離度指標，但從其天線結構和兩個天線的間距推測，隔離度應該大于60dB。在收、發(fā)天線分置的FMCW系統(tǒng)中，發(fā)射信號除了可以通過收、發(fā)天線的空間耦合泄漏到接收通道，還可能通過收發(fā)模塊的電路間耦合到接收電路。所以，在收發(fā)前端設計時，必須仔細考慮單元電路的隔離和屏蔽。7、相位噪聲對系統(tǒng)性能的影響由于FMCW雷達不可避免的信號泄漏，加上該體制雷達一般采用“零拍型”接收方案，發(fā)射信號相位噪聲對系統(tǒng)性能的影響在方案設計和電路設計階段都必須加以仔細考慮。任何射頻產(chǎn)生電路在產(chǎn)生發(fā)射信號的過程中除產(chǎn)生所需要的信號外，還不可避免地同時產(chǎn)生相位噪聲。從頻譜上看，相位噪聲譜對稱分布于主信號譜兩邊。噪聲邊帶可分為兩個部分：一部分相互

之間及與主載頻譜線之間的相位關系構成調(diào)幅（AM）噪聲；另一部分構成調(diào)制度很小的頻率調(diào)制（FM）噪聲。噪聲的一部分由于隔離度的限制泄漏到接收機的輸入端；對零拍型FMCW雷達，本振信號直接取之于發(fā)射信號的一部分。因而，發(fā)射信號的邊帶噪聲也要作用于混頻器的本振輸入端。泄漏信號與本振的相互作用使一部分噪聲變換到差拍中頻，差拍中頻中的這一部分噪聲將直接影響接收機的靈敏度。FMCW雷達系統(tǒng)設計時為了減少邊帶噪聲的影響，除了在信號產(chǎn)生電路設計時盡量采取低噪聲方案，還必須在接收機設計時采取抑制信號邊帶噪聲的措施。為了抑制本振的AM噪聲，混頻器電路一般采用平衡混頻器，但即使采用平衡混頻器，泄漏到混頻器信號輸入端的發(fā)射信號中的AM噪聲仍會變換到差拍中頻中去。抑制FM噪聲的有效措施是對消，對消的原理是保持泄漏到混頻器信號輸入端的信號和本振信號有盡量一致的傳輸路徑長度。這樣，兩路信號的FM噪聲保持高度的相關性，混頻器輸出的FM噪聲就得到了有效的抑制。通過精心設計，這種方法可取得相當好的效果。所以，盡管發(fā)射噪聲中的FM噪聲電平遠高于AM噪聲電平，但通過對消，F(xiàn)M噪聲對差拍中頻的影響甚至小于AM噪聲。當允許因相位噪聲泄漏引起的噪聲功率增加n倍，相噪、隔離度等參數(shù)應滿足以下關系：P+N+R+C<-174+F+10lg（n-1）t 申

式中:Pt為發(fā)射功率，單位dBmn為發(fā)射相位噪聲，單位dBc/HzR為收發(fā)隔離度，單位dBC為對消比，單位dB-174為熱噪聲功率，單位dBm/HzF為噪聲系數(shù)，單位dB8、近距離強雜波和大目標的影響由于體制的特殊性，近距離固定地物的回波和大目標的回波所含發(fā)射信號相位噪聲對目標檢測有顯著影響。這種影響的機制與泄漏信號的影響是一樣的，但由于雜波或強回波位置是不確定的，無法采用固定對消的方法實現(xiàn)FM噪聲的有效抑制。強回波對檢測的影響如下圖所示：—Uurtlfir Target550 心00磁 700—Uurtlfir Target550 心00磁 700750 *0DRings(m)鉗30盤10閃90酣陽&)圖4、強回波的影響從圖中可以看到，在強回波附近，噪聲基底被抬高，如在大目標或近區(qū)地物附近有小目標，小目標將很難被檢測出來。減小強雜波和大目標對鄰近小目標影響的根本解決途徑是設計噪聲和雜散都盡可能小的信號產(chǎn)生電路。另外，在系統(tǒng)設計時可以考慮小量程用較低的輻射功率、設置SFC電路等措施。9、接收機動態(tài)范圍接收機動態(tài)范圍定義為接收機最大接收信號與最小接收信號功率之比。該參數(shù)與雷達的測量范圍、目標特性、檢測能力等因素相關。綜合考慮諸因素，以分貝表示的動態(tài)范圍為：DDDD (dB)r R RCS SNR(1)、D表示目標回波功率隨距離變化的范圍r其公式為：D 10lg(R /R)4R maxmin本雷達最大作用距離R定為24nm，最小作用距離初步定為10m，依m(xù)ax此計算出的D太大，也不符合導航雷達的工作模式?？紤]到導航雷R達是分量程測量不同距離上的目標的，較為合理的方法是分量程確定最大、最小測量距離計算距離動態(tài)范圍，取其大者作為D。R本雷達最小量程50m，該量程下最小測量距離暫定5m。則：D(50n) 40dBR最大量程24nm，該量程下最小測量距離暫定1000m。則：D(24nm)66dBR

取:D=66dBR、D表示雷達感興趣的目標RCS變化范圍RCS大型船舶在X波段的反射截面積一般為10000m2，暫定最小目標反射截面積1m2,則：D=40dBRCS、D表示檢測目標所需的信噪比SNR考慮到信號處理獲得的得益，暫定：D二0dBSNR綜上，要求接收機線性動態(tài)范圍：D二66+40+0二106dBr考慮分配SFC電路壓縮動態(tài)-20dB，則中頻以后的接收機動態(tài)范圍為86dB。10、接收機靈敏度常規(guī)脈沖體制雷達的接收機靈敏度由下式?jīng)Q定：S=kTBFL(S/N)0 min式中k為波爾茲曼常數(shù)T為絕對溫度B為噪聲帶寬F為噪聲系數(shù)0L為系統(tǒng)損耗

(S/N)為最小可檢測信噪比，又稱識別系數(shù)min根據(jù)前面的分析，F(xiàn)MCW雷達的靈敏度不僅決定于接收機本身的噪聲還與發(fā)射泄漏噪聲、本振噪聲有關，因而總噪聲系數(shù)要修正為：F二FFF0 1/fAM式中F為本振1/f噪聲系數(shù)1/fF為FM-AM變換噪聲系數(shù)AM另外，排除接收機以外的因數(shù)，識別系數(shù)(S/N)取為1；暫不考慮min系統(tǒng)損耗，L取1；并對帶寬歸一化，得到每Hz的靈敏度：S=kTFFF0 1/fAM已知：F=6dB0根據(jù)FMCW雷達前端設計的相關文獻，取F=8dB，F(xiàn)=12dB，貝卩：1/f AMS=—174+6+8+12=—148dBm/Hz經(jīng)過信號處理后，噪聲帶寬為FFT的分辨帶寬，如在50m量程時，Af=833.56Hz，取識別系數(shù)(S/N)=15dB，對應的整個接收min機靈敏度為：S=—148+10lg833.56+15=—103.8dBmT七、測試在實驗室對實物測試的目的是進一步補充、完善整機指標體系，對前節(jié)的指標分析進行驗證，或在測試的基礎上調(diào)整、優(yōu)化分析方法，使相關指標更可信、更合理，為下一步開展詳細方案設計

和研制工作打下基礎。1、收發(fā)天線隔離度測試將天線單元與其背面的電路分離，按下圖連接測試設備:圖5、收發(fā)隔離度測試將信號源頻率設在9350MHz，輸出功率P=20dBm。若頻譜儀測得的接T收功率為P,則隔離度為：RPI二10lg二 (dB)R本項測試最好在微波暗室內(nèi)完成。若無暗室條件，可選室外空曠處，將天線單元口面朝向天空安裝。2、發(fā)射中心頻率將天線單元分離后，在發(fā)射末級功放的輸出端焊接一根帶SMA連接器的同軸線，按下圖連接測試儀表。

末級功放頻譜儀圖6、發(fā)射參數(shù)測試頻譜儀按上圖連接好后，控制發(fā)射機工作，調(diào)整頻譜儀讀出發(fā)射中心頻率。本項測試時需關注該雷達是工作于定頻方式還是調(diào)頻方式。3、發(fā)射功率電平本項測試的測試框圖如圖6所示。在頻譜儀上直接讀出發(fā)射信號的峰值功率電平。本項測試需特別關注雷達在不同量程時的發(fā)射功率電平。4、調(diào)頻帶寬本項測試的測試框圖如圖6所示。調(diào)整頻譜儀的參數(shù)，使頻譜圖7、FMCW信號頻譜結構儀顯示FMCW信號的精細譜結構，F(xiàn)MCW圖7、FMCW信號頻譜結構測得信號峰值功率P,在頻譜上升沿和下降沿分別找到對應0.5%maxP的頻率F和F,調(diào)頻帶寬為：max L RB=F—FMRL本項測試過程中亦需關注不同量程下調(diào)頻帶寬是否變化。5、重頻、調(diào)頻時寬測試框圖如下圖所示。圖8、調(diào)制參數(shù)測試框圖在不同量程下測試信號的重復周期、調(diào)頻信號寬度。本項測試需關注重復周期是否參差，這關系到同頻干擾抑制方案的確定。6、靈敏度FMCW雷達接收靈敏度或噪聲系數(shù)受到各種泄漏噪聲的影響，因而拋開天線和發(fā)射機單獨測試接收機靈敏度或噪聲系數(shù)意義不大，因為這樣測得的參數(shù)不能真正反映接收機接收微弱信號的能力。真實反映實際情況的測試必須在發(fā)射機、天線處于正常工作時進行?？紤]多種因素后設計如下圖所示的測試方案。精密衰減器

圖9、靈敏度測試框圖用X波段喇叭天線收集一部分發(fā)射信號，經(jīng)延時、衰減后通過相加網(wǎng)絡饋入接收通道，調(diào)整精密衰減器使雷達剛好能檢測到測試信號，用頻譜儀測量相加網(wǎng)絡輸入端的測試信號電平值，該測試值即為靈敏度。該項測試最好能在微波暗室中完成。條件不具備時，也可選較空曠處完成測試，以盡量避免近距離強雜波的影響。延時電路可用適當長度的傳輸線替代。八、測試結果：1峰值功率100mW雷達工作在不同量程時，測試值大約為-7.5（頻譜儀顯示值）+20（衰減器）+3.5（連接電纜損耗）=16dBm?？紤]到焊接到電路上的電纜末端電壓駐波比偏大，實際電路峰值功率應該能達到100mW.2掃頻帶寬量程掃頻帶寬