全數(shù)字化qpsk解調(diào)器中大頻偏信號(hào)的快速提取方法

全數(shù)字化qpsk解調(diào)器中大頻偏信號(hào)的快速提取方法

0fft與數(shù)字鎖相環(huán)四相位移編碼控制（qpsk）由于其良好的頻帶利用率，在現(xiàn)代衛(wèi)星通信系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。頻率振源的不穩(wěn)定和多普勒頻移會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)接收到的載波頻率與標(biāo)稱頻率存在著偏差,在QPSK相干解調(diào)中,載波同步是影響解調(diào)性能的關(guān)鍵技術(shù)。近幾年,全數(shù)字調(diào)制解調(diào)及軟件無線電技術(shù)發(fā)展迅猛,這種技術(shù)的特點(diǎn)是發(fā)射機(jī)全部采用數(shù)字化結(jié)構(gòu),載波同步、位定時(shí)同步和判決等工作都在DSP或FPGA中完成。數(shù)字器件運(yùn)算能力的限制已不再是主要問題,許多原來受運(yùn)算速度限制的克服頻偏的方案,如FFT與數(shù)字鎖相環(huán)法用數(shù)字器件已經(jīng)可以實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)介紹了QPSK調(diào)制解調(diào)原理。常用的QPSK載波恢復(fù)鎖相環(huán)有:M次方環(huán)、松尾環(huán)等。采用鎖相環(huán)設(shè)計(jì)方法,可以使得帶寬很窄,從而通過噪聲獲得較純的載波。但是當(dāng)環(huán)路帶寬很窄時(shí)將引起捕獲帶寬變窄,捕獲時(shí)間變長等問題,對(duì)于較大頻偏將導(dǎo)致系統(tǒng)無法工作。本文提出一種采用FFT及鎖相環(huán)聯(lián)合提取大頻偏信號(hào)載波的方法。首先對(duì)接收到信號(hào)進(jìn)行FFT運(yùn)算,在頻域?qū)崿F(xiàn)載波頻率粗估計(jì),再通過鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)載波的準(zhǔn)確恢復(fù)。通過仿真驗(yàn)證了本算法提取的載波具有較好的統(tǒng)計(jì)特性,能有效地估計(jì)較大的相對(duì)頻偏和提取較純的同步載波。1基帶解調(diào)輸出松尾環(huán)是采用算術(shù)運(yùn)算和邏輯運(yùn)算的方法,對(duì)正交解調(diào)輸出的兩路基帶信號(hào)進(jìn)行非線性處理,產(chǎn)生誤差控制信號(hào),通過環(huán)路濾波,控制本地VCO,完成相干載波恢復(fù),適用于低信噪比情況下的解調(diào)。改進(jìn)的松尾環(huán)將鑒相器和環(huán)路濾波器用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn),改變傳統(tǒng)的模擬電路實(shí)現(xiàn)方法。圖1表示QPSK的數(shù)字接收機(jī)載波同步實(shí)現(xiàn)原理框圖。設(shè)松尾環(huán)接收QPSK信號(hào)表達(dá)式為:其中,ωc是載波頻率;an=cos?n,bn=sin?n,?n={0,π/2,π,-π/2};?0為載波初始相位。在鑒相器中,r(t)與載波sin(ωct+?1)、cos(ωct+?1)混頻,低通后分別得到:式中:?=?1-?0。由式(6-2)可得則誤差信號(hào)dx為式中:sgn[x]為符號(hào)函數(shù),且(2)式就是基帶解調(diào)輸出數(shù)據(jù)。Kd為鑒相靈敏度,理論上為無窮大,但是在實(shí)際電路中,由于噪聲的作用和限帶的影響及判決器對(duì)小信號(hào)存在的判決模糊區(qū),使得環(huán)路的總增益有所下降。這時(shí)鑒相特性不可能再是圖2(a)所示的矩形,而被認(rèn)為近似梯形,如圖2(b)所示。這時(shí)鑒相靈敏度為:0K=A/δ。當(dāng)環(huán)路鎖定后,本地VCO跟蹤輸入已調(diào)信號(hào)的變化,產(chǎn)生相干載波,此時(shí)I,Q路輸出的就是解調(diào)后的基帶數(shù)據(jù),該數(shù)據(jù)送至位定時(shí)同步,完成后續(xù)的位定時(shí)和數(shù)據(jù)判決。當(dāng)載波出現(xiàn)較大頻偏使鎖相環(huán)路無法完成同步載波捕獲時(shí),啟動(dòng)大頻偏情況下載波的粗同步電路,將頻偏降到環(huán)路捕獲范圍內(nèi),再用松尾環(huán)實(shí)現(xiàn)細(xì)同步。具體算法如下。在不考慮噪聲的情況下,接收信號(hào)經(jīng)ADC采樣和正交變換后的信號(hào)復(fù)數(shù)形式為:其中,sT是采樣頻率,將信號(hào)進(jìn)行M次方運(yùn)算,去除調(diào)制信息得:通過上述模型的建立,可以得知載波恢復(fù)實(shí)質(zhì)上是正弦信號(hào)單頻估計(jì)問題。高斯噪聲中正弦信號(hào)頻率的最大似然估計(jì)就是對(duì)應(yīng)信號(hào)的周期圖譜取得最大值的頻率,由于柵欄效應(yīng),載波頻率位于這個(gè)周期圖譜給出的頻點(diǎn)(kmax-0.5)/TsL0~(kmax+0.5)/TsL0之間,但這個(gè)頻偏已大大降低,用這個(gè)頻偏去修正NCO的固有頻率,只要選擇的FFT點(diǎn)數(shù)合適,就可以使頻偏位于松尾環(huán)的捕獲范圍之內(nèi),然后通過松尾環(huán)路控制本地載波發(fā)生器產(chǎn)生相干載波完成相干解調(diào)。3仿真測(cè)試結(jié)果實(shí)驗(yàn)中選擇信息速率為4.8Kb/s,載波為4.8KHz,采樣率為57.6kHz,對(duì)QPSK信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化整體解調(diào),允許最大有±1KHz的偏差,這時(shí)相對(duì)頻偏達(dá)到了±20%,載波粗同步時(shí)計(jì)算1024點(diǎn)FFT。本文利用上面的算法進(jìn)行了仿真和測(cè)試:一是給定信噪比條件下對(duì)頻偏進(jìn)行估計(jì)和同步載波提取;二是噪聲對(duì)相干解調(diào)后基帶數(shù)據(jù)的影響;兩者測(cè)試結(jié)果分別如圖3和圖4所示。從圖3可以看出,當(dāng)信噪比大于10dB以后,由所給算法對(duì)較大頻偏進(jìn)行估計(jì)并校正后,其最大剩余頻偏標(biāo)準(zhǔn)差僅有8Hz左右,這個(gè)誤差是由于松尾環(huán)的鑒相靈敏度所引起的,但這已滿足了QPSK解調(diào)要求;從圖4可以看出,在加性高斯白噪聲信道中,信噪比為10dB時(shí),加噪后解調(diào)信號(hào)波動(dòng)變大,但不會(huì)影響到信號(hào)的解調(diào)。通過上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了本論文研究的載波恢復(fù)方法可以實(shí)現(xiàn)正確解調(diào),即使在噪聲干擾下,對(duì)信號(hào)的恢復(fù)也不會(huì)有很大的影響。4fft算法下的復(fù)合提取算法本文提出的QPSK信號(hào)中頻數(shù)字解調(diào)大頻偏載波同步算法是QPSK信號(hào)數(shù)字化整體解調(diào)的組成部分,其中綜合了FFT算法適合估計(jì)大頻偏與鎖相環(huán)路適合提取精確載波的優(yōu)點(diǎn)。這兩個(gè)算法都比較成熟,在