垂直軸永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)建模與瞬時(shí)控制策略

垂直軸永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)建模與瞬時(shí)控制策略

0轉(zhuǎn)速型：恒轉(zhuǎn)速型、變轉(zhuǎn)速型目前，水平軸風(fēng)力機(jī)的技術(shù)發(fā)展相對(duì)成熟，但由于其自身的一些固有特點(diǎn)，制造成本、運(yùn)營(yíng)維護(hù)成本都很高。由于其高維護(hù)成本，垂直軸風(fēng)力機(jī)的優(yōu)點(diǎn)越來(lái)越受到關(guān)注。因?yàn)樗恍枰L(fēng)、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、維護(hù)方便等。目前,風(fēng)電場(chǎng)的機(jī)組主要分恒轉(zhuǎn)速型和變轉(zhuǎn)速型:恒轉(zhuǎn)速型發(fā)電機(jī)組主要用在早期的風(fēng)力發(fā)電中;變轉(zhuǎn)速型風(fēng)電機(jī)組主要包括當(dāng)前應(yīng)用廣泛的雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)組DFIG(DoublyFedInductionGenerators)和很有發(fā)展前景的永磁體勵(lì)磁多極直驅(qū)式同步發(fā)電機(jī)組(D-PMSG)。與其他類型的風(fēng)電機(jī)組相比,D-PMSG因沒(méi)有變速箱而具有機(jī)組壽命長(zhǎng)、維護(hù)方便、效率高等優(yōu)點(diǎn),但缺點(diǎn)是機(jī)組電磁結(jié)構(gòu)復(fù)雜、制造工藝要求高、必須采用全功率變頻器實(shí)現(xiàn)變速運(yùn)行。本文將建立完整的垂直軸D-PMSG模型,包括空氣動(dòng)力學(xué)部分模型(垂直軸風(fēng)力機(jī)模型和傳動(dòng)系統(tǒng)模型)、發(fā)電機(jī)模型,提出對(duì)有功功率、無(wú)功功率進(jìn)行瞬時(shí)控制策略,并用Matlab/Simulink仿真驗(yàn)證該模型和控制策略的正確性和有效性。1系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與數(shù)學(xué)模型1.1永磁同步發(fā)電機(jī)及三元變壓器含不控整流橋和三相逆變器的垂直軸直驅(qū)永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖1。圖中:PMSG為永磁同步發(fā)電機(jī);Cdc為直流電容;E為儲(chǔ)能蓄電池電勢(shì);三相逆變器由6個(gè)IGBT管橋式聯(lián)接組成;逆變器和負(fù)載間電感和電容組成LC濾波器;由PWM控制器控制的三相逆變器控制有功和無(wú)功功率?，F(xiàn)重點(diǎn)分析垂直軸永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)各部分?jǐn)?shù)學(xué)模型及對(duì)有功、無(wú)功功率的瞬時(shí)控制策略。1.2u3000葉型風(fēng)力機(jī)傳動(dòng)模型垂直軸風(fēng)力機(jī)的機(jī)械輸入轉(zhuǎn)矩Tw與風(fēng)速vw的關(guān)系為Tw=0.5CmρRSv2w2w式中Cm為風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)矩系數(shù);ρ為空氣密度;R為風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)子半徑;S為風(fēng)輪掃過(guò)有效面積;vw為風(fēng)速。垂直軸風(fēng)力機(jī)從風(fēng)中捕獲的功率為Ρ=ΤwΩ=CΡ(λ)ρSv3w/2λ=RΩvw?vw=ΩRλS=2RΗP=TwΩ=CP(λ)ρSv3w/2λ=RΩvw?vw=ΩRλS=2RH式中P為風(fēng)力機(jī)獲得的軸功率;CP為風(fēng)能利用系數(shù);λ為葉尖速比;Ω為風(fēng)輪旋轉(zhuǎn)速度;R為風(fēng)輪半徑;H為風(fēng)輪高度。風(fēng)力發(fā)電機(jī)組傳動(dòng)系統(tǒng)模型為ΔΤ=Τwt-Τem=JdΩdt+fΩΩ=1J∫(ΔΤ-fΩ)dtΔT=Twt?Tem=JdΩdt+fΩΩ=1J∫(ΔT?fΩ)dt式中J為機(jī)組的等效轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;f為總轉(zhuǎn)動(dòng)粘滯系數(shù);Tem為電磁轉(zhuǎn)矩。以上方程中CP和Cm均為葉尖速比λ的函數(shù)。如圖2所示為理想Savonius型風(fēng)力機(jī)的風(fēng)能利用系數(shù)CP及風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)矩系數(shù)Cm隨葉尖速比λ的變化曲線。由圖2可知,葉尖速比取值0.8～1.0時(shí),能得到相對(duì)良好的風(fēng)能利用系數(shù)和風(fēng)力機(jī)轉(zhuǎn)矩系數(shù)。1.3u3000ldiqcd本文在dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下建立的永磁同步發(fā)電機(jī)組數(shù)學(xué)模型為{diddt=-RaLdid+ωeLqLdiq+1Lduddiqdt=-RaLqiq-ωe(LdLqid+1LqΨ0)+1Lquq(1)?????diddt=?RaLdid+ωeLqLdiq+1Lduddiqdt=?RaLqiq?ωe(LdLqid+1LqΨ0)+1Lquq(1)式中id、iq分別為發(fā)電機(jī)的d軸和q軸電流;Ld和Lq分別為發(fā)電機(jī)的d軸和q軸電感;Ra為定子電阻;ωe為電角頻率,ωe=npωg,np為發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子的極對(duì)數(shù);Ψ0為永磁體的磁鏈;ud和uq分別為ug的d軸和q軸分量。定義q軸的反電勢(shì)eq=ωeΨ0,d軸的反電勢(shì)ed=0,假設(shè)發(fā)電機(jī)d軸和q軸電感相等,即Ld=Lq=L,則式(1)可寫為{diddt=-RaLdid+ωeiq+1Luddiqdt=-RaLiq-ωe(id+1LΨ0)+1Luq(2)???diddt=?RaLdid+ωeiq+1Luddiqdt=?RaLiq?ωe(id+1LΨ0)+1Luq(2)PMSG的電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式為Tem=1.5np(3)若Ld=Lq=L,則式(3)簡(jiǎn)化為Tem=1.5npiqΨ02無(wú)功成分幅值idm如圖3所示,本文所提的瞬時(shí)功率控制策略是以逆變器輸出電流參考值(irsarsa,irsbrsb,irscrsc)的產(chǎn)生為基礎(chǔ)。逆變器輸出電流參考值有2種成分:一種是無(wú)功成分(irqarqa,irqbrqb,irqcrqc),控制著逆變器輸出電壓的幅值;另一種是有功成分(irdarda,irdbrdb,irdcrdc),調(diào)制電壓的頻率。逆變器輸出電流有功成分的幅值(Idm)是由濾波后的負(fù)載功率與頻率PI控制器輸出的功率之差除以終端電壓(Utm)的幅值得到的。Idm與負(fù)載電壓d軸矢量計(jì)算量(da,db,dc)可計(jì)算出逆變器輸出電流參考值有功成分(irdarda,irdbrdb,irdcrdc)。逆變器輸出電流無(wú)功成分幅值(Iqm)是交流電壓PI控制器輸出的。Iqm與負(fù)載電壓q矢量計(jì)算量(qa,qb,qc)相乘得到逆變器輸出電流參考值的無(wú)功成分(irqarqa,irqbrqb,irqcrqc)。逆變器輸出電流瞬時(shí)有功和無(wú)功相加可得到電流參考值(irsa,irsb,irsc),與實(shí)際的逆變器輸出電流測(cè)量值比較后產(chǎn)生控制波,再與三角載波(10kHz)信號(hào)比較,產(chǎn)生各橋臂的PWM控制信號(hào)來(lái)控制逆變器的各橋臂導(dǎo)通和關(guān)斷。2.1控制策略的各種數(shù)學(xué)模型2.1.1功率譜和頻率pi控制器逆變器輸出電流有功成分的計(jì)算是由濾波后的瞬時(shí)負(fù)載功率與頻率PI控制器輸出的功率之差除以終端電壓(Utm)的幅值得到的。負(fù)載功率是按下面三相-二相的變換得到。uα=√23(uLa-12uLb-12uLc)uβ=√23(√32uLb-√32uLc)iα=√23(iLa-12iLb-12iLc)iβ=√23(√32iLb-√32iLc)瞬時(shí)負(fù)載有功功率計(jì)算:pL=uαiα+uβiβ濾波后得到它的直流成分PLf。頻率誤差按如下定義:fer(n)=fref(n)-f(n)式中fref是參考頻率(50Hz),f是永磁同步發(fā)電機(jī)的電壓頻率,瞬時(shí)值f通過(guò)鎖相環(huán)(PLL)計(jì)算。頻率PI控制器輸出的功率第n次采樣的瞬時(shí)值為pc(n)=pc(n-1)+Kpf+Kiffcr(n)式中Kpf、Kif是頻率PI控制器的比例和積分增益。逆變器輸出電流有功成分的幅值Idm計(jì)算如下:Ιdm=2ΡLf-Ρc3Utm永磁同步發(fā)電機(jī)終端線電壓(即負(fù)載電壓uLa、uLb、uLc)的幅值為Utm={[23(u2La+u2Lb+u2Lc)]}1/2負(fù)載電壓d軸矢量計(jì)算量為da=uLaUtm?db=uLbUtm?dc=uLcUtm逆變器輸出電流參考值的有功成分瞬時(shí)值計(jì)算如下:irda=Idmda,irdb=Idmdb,irdc=Idmdc2.1.2i控制器的輸出交流電壓第n次采樣誤差為Uer(n)=Utmref(n)-Utm(n)式中Utmref(n)為永磁同步發(fā)電機(jī)終端參考線電壓幅值,Utm(n)為永磁同步發(fā)電機(jī)終端線電壓測(cè)量值。交流電壓PI控制器的輸出Iqm(n)是為了保持交流終端電壓采樣值的恒定,第n次采樣值的表達(dá)式如下:Ιqm(n)=Ιqm(n-1)+Κpa[Uer(n)-Uer(n-1)]+ΚinUer(n)式中Kpa和Kin是交流電壓PI控制器比例和積分增益。逆變器輸出電流參考值的無(wú)功成分瞬時(shí)值計(jì)算如下:irqa=Iqmqa,irqb=Iqmqb,irqc=Iqmqc其中,qa、qb和qc是單位矢量,相對(duì)于da、db和dc矢量有90°的相位移。計(jì)算如下:qa=-db/√3+dc/√3qb=√3da/2+(db-dc)/(2√3)qc=-√3da/2+(db-dc)/(2√3)2.1.3電流u3000逆變器輸出電流瞬時(shí)有功成分和無(wú)功成分相加可得到電流參考值,如下:irsa=irqa+irda,irsb=irqb+irdb,irsc=irqc+irdc2.1.4電流誤差的計(jì)算電流參考值irsa、irsb、irsc與電流測(cè)量值isa、isb、isc相比較,電流誤差計(jì)算如下:isaerr=irsa-isa,isberr=irsb-isb,iscerr=irsc-isc電流的誤差信號(hào)被放大K倍增益,并與定頻(10kHz)三角載波相比較,產(chǎn)生三相逆變器的IGBT的門極信號(hào)。2.2風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)電壓波動(dòng)為了最大限度地利用風(fēng)能,使直驅(qū)永磁發(fā)電系統(tǒng)工作在一個(gè)較寬的風(fēng)速范圍內(nèi),即使發(fā)電系統(tǒng)在較低的風(fēng)速時(shí)也可以工作,必須引入DC-DCBoost升壓電路。由于永磁同步發(fā)電機(jī)輸出電壓有效值近似正比于發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速,因而經(jīng)過(guò)不可控整流后,直流電壓值和轉(zhuǎn)速也近似成正比,因此當(dāng)風(fēng)速較低時(shí),直流電壓會(huì)很低;然而風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)對(duì)逆變器的輸出電壓幅值是有一定要求的,這樣過(guò)低的直流電壓將引起電壓源逆變器無(wú)法完成有源逆變過(guò)程,進(jìn)而無(wú)法將功率輸出或饋入電網(wǎng)。同時(shí),如果沒(méi)有DC-DC電路升壓,也會(huì)使系統(tǒng)消耗較高的無(wú)功功率,引起電網(wǎng)電壓波動(dòng)。所以需要引入升壓電路,并使該電路在一定輸入范圍內(nèi)保持輸出電壓恒定,具體分析可參考文獻(xiàn)。3風(fēng)力機(jī)參數(shù)在上述數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上,對(duì)整個(gè)控制系統(tǒng)進(jìn)行仿真研究,取一組參數(shù):額定功率PN=2.1kW,UN=220V,額定頻率f=50Hz,極對(duì)數(shù)np=17,磁通212mWb,定子繞組電阻r1=1.14Ω,定子繞組電感Ls=2.7mH,轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J1=0.089kg·m2。所用風(fēng)力機(jī)參數(shù):風(fēng)輪轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J2=16kg·m2,風(fēng)輪掃過(guò)面積S=4m2,最佳葉尖速比λopt=0.9,最大風(fēng)能利用系數(shù)值CPmax=0.3。用Matlab仿真得到曲線如圖4～8所示。4時(shí)鐘控制策略多采用頻率控制環(huán)和無(wú)功功率調(diào)節(jié)本文建立了垂