一種多徑信道估計的通用模型

一種多徑信道估計的通用模型

1其他子信道間的信號協(xié)調(diào)20年來，隨著數(shù)字信號和電路技術(shù)的快速發(fā)展，正交頻帶恢復(fù)（ifd）技術(shù)已成為通信領(lǐng)域的研究熱點之一，主要優(yōu)點如下：（1）抗多徑（2）對沖激噪聲的抵抗力強。（3）正交頻帶分辨率高的應(yīng)用廣泛用于數(shù)字聲源（dab）、數(shù)字電視廣播（hdb）、數(shù)字用戶線（tdsl）等領(lǐng)域。此外，基于5ghz高頻無線輸入網(wǎng)絡(luò)的高速wlan技術(shù)也采用了標準之一，正交頻帶恢復(fù)，也稱為多波束構(gòu)造（mcm）或多率傳輸（畸變）。基本原則是將整個信號層分為幾個具有相同帶寬的子頻帶。每個子頻帶只有一個子頻帶，以配置信息的符號，每個符號具有相同的符號間隔。當(dāng)相鄰信道的波段的波段到達有用符號間隔tu的差值時，每個門的信道之間的頻率關(guān)系長度將降低，并且在良好的同步條件下，最合適的門和符號之間的干擾最新。關(guān)于obd的研究主要集中在以下幾個方面：（1）系統(tǒng)同步；（2）信道估算；（3）降低大的峰值功率和平均功率比；（4）在子信道的最佳比特方案中，本文討論了基于網(wǎng)絡(luò)的信道估計的問題。假設(shè)信息源是緩慢變化的多徑通道，即信號在相鄰的部分ofdm的信號時間內(nèi)沒有變化，并且引入了一種基于線性最小散射的信道估算方法，有效地降低了信道估計的計算復(fù)雜性，mignetonone在相同的信道條件下設(shè)計了基于頻域濾波器的信道估計。為了進一步提高預(yù)測性能，引入了基于頻域濾波器的信道估計方法。為了進一步提高估計性能，引入了時間間隔濾波。為了提高預(yù)測精度，需要將信道預(yù)測方法引入到相鄰的幾個符號的范圍中?；蛘咴谙噜彽膸讉€信道之前，需要插入具有通道估計的培訓(xùn)符號。第一種是非常高的信息提示，而第二種是顯著降低了信息提示的頻帶利用率，并且需要一個通道估算算法，這種算法基于頻域濾波的基礎(chǔ)，應(yīng)該是快速分解的多徑通道。由于計算量過大，假設(shè)預(yù)測器在頻域濾波器的基礎(chǔ)上消除了計算，因此預(yù)測預(yù)測的可靠性。在這項工作中，我們只需要將通道。2問題描述2.1管道離散頻響值的估計對于一多徑信道,當(dāng)各條路徑在一個OFDM符號時間內(nèi)幅度和相位保持不變,且最大時延小于符號的周期頭長度時,它的離散沖激響應(yīng)可表示為{hi|hi=0,L-1<i<N-1},這里L(fēng)是周期頭的長度,N是總的子載波數(shù)目,Tu是有用符號間隔,采樣速率等于N/Tu根據(jù)文獻,信道的離散頻率響應(yīng)在第k子載波的值(文中又簡稱離散的頻響值)可表示如下:上式中WN=exp(-j2π/N),h=[h0,h1,┅,hN-1]假定OFDM系統(tǒng)已具備良好的同步且信道滿足上述條件,則系統(tǒng)可表示為如圖1所示帶獨立加性白高斯噪聲的并行子信道.可用矩陣表示如下:上式中Y是接收信號向量,X是一對角矩陣,其對角線上的元素是相應(yīng)子信道上傳輸?shù)男畔⒎?H是信道離散的頻響值向量,它的各元素如(1)式所示,n是信道噪聲向量,它所有元素服從相同獨立的復(fù)的均值為零方差為σn2的高斯分布這些向量可表示如下:2.2離散傅里葉變換為了構(gòu)造本文快速通用的信道估計模型,我們提出如下兩個定理:若a=[a0a1LaN-1]和A=[A0A1LNA-1]是兩個長度為N的復(fù)值向量,其中A是a的離散傅里葉變換,則有定理1如果:(1)iM,ai=0,M是一正整數(shù);(2)N是M的整數(shù)倍且MN,則有定理2如果:(1)iM,Ai=0,M是一正整數(shù);(2)N是M的整數(shù)倍且MN.則有上面兩個定理的證明比較簡單,在這里省略定理1是本文信道估計模型的基礎(chǔ)定理可用于產(chǎn)生采樣率為kN/Tu的OFDM基帶信號(由于篇幅關(guān)系,這里不給出產(chǎn)生高采樣率OFDM基帶信號的方法)這里k是任一正整數(shù)3信道估計模型本節(jié)通用的信道模型建立在下面三個條件之上:(1)N是L的整數(shù)倍;(2)信道的沖激響應(yīng)主要集中在周期頭的間隔內(nèi);(3)ML且是N的整因數(shù)基于這三個條件和定理1可得到如下關(guān)系式:式中HkM=HN?k/M利用式(4)和(6),H和HM滿足如下的矩陣方程式式中H=[H0H1LHN-1]T,WN×N=uf8efuf8efuf8eeWMN00OLWN0(MN-1)uf8fauf8fauf8f9WM×M=uf8efuf8efuf8eeWMM00OLWM0(MM-1)uf8fauf8fauf8f9uf8efuf8f0WN(N-1)0LWNuf8fbuf8f0(N-1)(N-1)uf8fauf8efWM(M-1)0LWMuf8fb(M-1)(M-1)uf8fa這里WNnk=e-j2πnk/N,WMnk=e-j2πnk/M觀察(7)式,我們會發(fā)現(xiàn)這些離散的頻響值之間存在冗余性為了減少這一冗余,我們設(shè)計如圖2所示的信道估計模型:首先從N個子載波中選擇M個用來傳輸作為信道估計用的已知信息符號,接著對這M個子載波相對應(yīng)的頻率響應(yīng)值HM通過估計器E來估計,被估計值為H?M=[H?0H?N/MLH?N-N/M]T,然后求這一向量的逆離散傅里葉變換,得道信道時域沖激響應(yīng)的前M個點;在這M點后補N-M個零形成N點向量,最后對這N點向量作離散傅里葉變換將得到信道頻率響應(yīng)的最終估計值H?=[H?0H?1LH?N-1]T.根據(jù)圖2,H?和H?M滿足下面關(guān)系式:有一點要特別地指出,圖2中的E估計器模塊可用下面的估計器:LS,LMMSE或文獻中的估計器4模型應(yīng)用4.1信噪比m估計器計算如果圖2中E估計器模塊是LS估計器,我們將獲得HM的估計值如下將(10)代入(9),該估計器估得最終離散頻響值是該估計器均方差MSE=N1E{eHe}(12)式中e=H?-H,()H是共軛轉(zhuǎn)置利用(10)和(11),整理化簡(12)式得當(dāng)每個子信道上符號在對應(yīng)星座圖上服從相同均勻分布,(13)式可進一步簡化為式中信噪比SNR=E{Xk2}/σn2,β=E{|Xk|2}E{|1/Xk|2}k∈0{,N/M,...,N-N/M}需要指出的是僅隨星座圖的點數(shù)變化,對于16-QAM,=17/9.本節(jié)中LS估計器完成一次估計要進行M+(Mlog2M)/2+(Nlog2N)/2次乘運算,很顯然,當(dāng)M增加時該估計器的計算量增加研究(14)式,發(fā)現(xiàn)隨著信噪比增加,LS信道估計器均方差減少4.2估計器估計量的估計如果圖2中E估計器模塊是LMMSE估計器,我們將獲得HM的估計值如下:其中R=E{HM(HM)H}是信道頻域相關(guān)矩陣將(15)代入(9),該估計器估得的最終頻響值是該估計器均方差MSE=N1TraceE{e(e)H}(17)式中e=H?-H,()H是共軛轉(zhuǎn)置利用(15)和(16),整理化簡(17)式得式中信噪比SNR=E{Xk2}/σn2,β=E{|Xk|2}E{|1/Xk|2}k∈0{,N/M,...,N-N/M}僅隨星座圖的點數(shù)變化.對于16-QAM,=17/9.本節(jié)中LMMSE估計器完成一次估計要花M2+(Mlog2M)/2+(Nlog2N)/2次乘運算,很顯然,當(dāng)M增加時該估計器的計算量增加在相等的M值時,同LS估計器相比,LMMSE有著更大的計算量5m值和信噪比變化曲線本實驗中,OFDM系統(tǒng)總的帶寬是500kHz,總的子信道數(shù)目是64,周期頭長度L=4,調(diào)制方式是16-QAM利用Monte-Carlo模型在兩路多徑信道對LS和LMMSE信道估計方法分別進行仿真,其中路徑最大時延8s,最大多普勒頻移是200Hz圖3(a)和(b)圖分別是LS和LMMSE在不同的M值沒有信道編碼時誤符號率隨信噪比變化曲線從這兩圖,可得出隨著M增加LS和LMMSE信道估計器性能提高再仔細觀察兩圖會發(fā)現(xiàn)當(dāng)M從L增加到2L時,誤符號率降低較大,而當(dāng)M2L時,隨著M的增加,估計的符號錯誤率的降低不大這里主要原因是對于最大多徑時延小于周期頭的多徑信道,它的信道沖激響應(yīng)要泄漏到周期頭外,兩倍周期頭長度時間內(nèi)足以包含絕大部分的信道沖激響應(yīng)圖3(c)比較在M=16時LS和LMMSE誤符號率隨信噪比變化曲線,很顯然,LMMSE比LS性能好2-3dB圖4(a)和(b)圖分別是LS和LMMSE在不同的M值時均方差隨信噪比變化曲線從這兩圖,可得出:隨著M增加LS和LMMSE信道估計器均方差減少另外,均方差在低信噪比改善較明顯圖4(c)比較在M=16時LS和LMMSE均方差隨信噪比變化曲線,很顯然,LMMSE均方差要比LS均方差小6ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls本文研究了一種通用的信道估計模型,其計算復(fù)雜度和信道估計性均能隨M增加而提高但當(dāng)M2L時,隨M的增加性能改善不明顯,故只要選擇M=2L已足夠,M=2L是該模型計算復(fù)雜度和估計性能的最佳平衡點當(dāng)該模型同L