并聯(lián)型有源濾波器的直接功率模糊控制

并聯(lián)型有源濾波器的直接功率模糊控制

0采用直接功率控制dpcdict風(fēng)速控制方法的數(shù)學(xué)模型apf（動態(tài)能量矩陣）是一種新型的電子表格，用于動態(tài)抑制波形和補償損失。APF電流控制方法為常用的控制方法,其中間接電流控制是指幅相控制,通過控制交流側(cè)電壓基波的幅值和相位從而間接控制網(wǎng)側(cè)電流;直接電流控制是對交流電流直接進行控制使其跟隨給定電流信號的方法,采用交流電流內(nèi)環(huán)和直流電壓外環(huán)的控制結(jié)構(gòu)。電流控制策略在工程實際中得到了廣泛的研究和應(yīng)用,但電流控制方法需要精確的數(shù)學(xué)模型,屬于線性控制方法,為了滿足非線性電力電子裝置控制需要,提出各種適用于非線性系統(tǒng)的控制方式,直接功率控制DPC(DirectPowerControl)方法就是其中的一種。DPC無需準(zhǔn)確復(fù)雜的數(shù)學(xué)模型和精確的PWM,對于暫態(tài)和非線性條件下的APF控制更加合理和有效,且算法和系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)簡單,具有更高的功率因數(shù)和低的諧波畸變率(THD)。DPC基于瞬時功率理論,建立直流電壓外環(huán)、功率控制內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu),根據(jù)交流源電壓及瞬時功率在開關(guān)表中對應(yīng)選擇整流器輸入電壓的控制開關(guān)量。文獻[10-12]將直接功率用于APF的控制實現(xiàn)。文獻采用檢測電源電流的控制方法,基于傳統(tǒng)的DPC方法將功率差值送入2個滯環(huán)比較器,查找預(yù)置的開關(guān)表得到補償量,滯環(huán)寬度的大小制約輸出PWM信號的頻率大小,固定的滯環(huán)寬度限制了控制精度,控制不夠靈活。文獻采用檢測負載電流的控制方法,通過設(shè)置開關(guān)頻率上下限值,實現(xiàn)滯環(huán)寬度的自動調(diào)節(jié),改善了滯環(huán)寬度和開關(guān)頻率之間的矛盾。本文提出的直接功率模糊控制DPFC(DirecPowerFuzzyControl)方法,采用檢測負載電流的控制方法,用模糊控制規(guī)則實現(xiàn)自適應(yīng)滯環(huán)寬度調(diào)整功能,取消了滯環(huán)比較器,從根本上解決了滯環(huán)寬度和開關(guān)頻率的矛盾,取得更好的控制效果。仿真實驗證明,本文提出的APF的DPFC方法更加有效抑制諧波的輸入,保證網(wǎng)側(cè)電流為正弦,提高了功率因數(shù),并且比傳統(tǒng)的DPC方法更加靈活。1apf開關(guān)器件的控制方式本文采用并聯(lián)型三相電壓型PWM變流器作為APF,用于直流側(cè)帶阻感負載的三相不可控整流電路的諧波抑制與功率補償。APF應(yīng)當(dāng)盡可能靠近非線性負載安裝,并補償負載的功率交流分量。圖1是APF的DPFC原理圖,橋臂開關(guān)器件由IGBT和續(xù)流二極管相并聯(lián)搭建而成。圖1中,ua、ub、uc是三相電源電壓;isa、isb、isc是三相線電流;Sa、Sb、Sc是APF開關(guān)器件的開關(guān)狀態(tài),開關(guān)閉合時其值對應(yīng)取1,開關(guān)打開時其值對應(yīng)取0;Rs和Ls分別是三相線路的等效電阻和等效電感。直流儲能電容C為APF提供直流側(cè)電壓udc,交流側(cè)濾波電感Lh將APF并接電網(wǎng),Rh是濾波電感的等效損耗電阻。非線性負載為不可控整流三相橋式電路并接電阻Rn、電感Ln。根據(jù)圖1可知,本文采用檢測電源電流is的控制方式。瞬時有功功率參考值是由電源的瞬時有功功率ph以及直流電壓環(huán)調(diào)節(jié)分量p*提供,得到有功功率差值εp。將直流母線電壓反饋值udc與設(shè)定值u*dc經(jīng)PI控制器得到直流電流目標(biāo)值,再與udc相乘求得直流電壓環(huán)調(diào)節(jié)功率分量p*,p*與ph差值為εp。瞬時無功功率參考值等于電源的瞬時無功功率qh與給定值q*=0的差值εq。在傳統(tǒng)DPC中,瞬時功率的差值εp、εq由預(yù)置的某一滯環(huán)寬度進行限制,離散化得到開關(guān)狀態(tài)的控制信號Sp和Sq,然后根據(jù)Sp和Sq以及電壓矢量所在扇區(qū)θn在定義的開關(guān)表中查找相應(yīng)的開關(guān)信號Sa、Sb、Sc,進而完成控制。本文采用模糊規(guī)則開關(guān)表取代了滯環(huán)比較器和傳統(tǒng)的開關(guān)表,如圖1所示,將瞬時功率的差值εp、εq和扇區(qū)θn送入模糊邏輯規(guī)則庫進行判斷并得到開關(guān)控制信號,實現(xiàn)自適應(yīng)滯環(huán)寬度調(diào)整。2補償電壓空間矢量組合根據(jù)瞬時功率理論,在αβ坐標(biāo)系,如果開關(guān)頻率足夠高,電源電壓變化可以不計,根據(jù)文獻的推導(dǎo),得到前后2個采樣周期的功率差值:其中,Δp、Δq分別為網(wǎng)側(cè)功率在前后采樣周期的差值,uα、uβ、iα、iβ分別為網(wǎng)側(cè)電壓和電流在αβ坐標(biāo)系的值,Δiα、Δiβ為網(wǎng)側(cè)電流在前后采樣周期的變化值,ugα、ugβ為APF網(wǎng)側(cè)三相輸出端電壓,Ts為采樣周期。對應(yīng)所有的電壓開關(guān)矢量Ui(i=0,…,7),得到有功功率和無功功率的變化量為:整理得:其中,udc,eα=Ecosθ,eβ=Esinθ,uαβ=[ugαugβ]T,E是電源線電壓的幅值,θ是電源電壓的相位。由于直流側(cè)電壓穩(wěn)定在設(shè)定值,所以可以認為udc變化很小,經(jīng)過PI調(diào)制并計算后得到的功率變化值也很小,則εp、εq對應(yīng)Δp和Δq,Δp和Δq的變化反映了εp、εq的變化,用來控制開關(guān)狀態(tài)變化。將開關(guān)信號從000~111對應(yīng)記為U0~U7,見第3節(jié)。每個開關(guān)狀態(tài)的空間矢量Ui(i=0,…,7)與對應(yīng)的ugα和ugβ值列于表1。功率控制的基本思想是在8個電壓矢量中選擇最佳的電壓矢量,使有功功率和無功功率在每一個扇區(qū)盡量接近給定值且變化比較平滑。改變電壓空間矢量組合可以改變APF輸出電壓,同時改變了APF輸出功率。根據(jù)參考功率的變化趨勢知道APF輸出功率趨勢,通過改變開關(guān)信號,改變APF輸出電壓,得到APF實際輸出功率。由文獻[13-14]以及式(3)進一步推知,Δp和Δq的變化遵從正弦和余弦變化趨勢,根據(jù)其變化情況可以得到其對應(yīng)電壓矢量扇區(qū)的模糊控制規(guī)則表。3模糊規(guī)則調(diào)整方法在本文提出的DPC策略中,模糊控制器的設(shè)計如圖2所示。瞬時有功功率的誤差值εp與瞬時無功功率誤差值εq作為模糊控制器的輸入變量,在每個采樣周期中,這2個輸入變量經(jīng)過各自的比例系數(shù)Gp、Gq調(diào)制之后被模糊化為對應(yīng)的模糊變量。模糊邏輯規(guī)則(if-then)用來選擇最佳的橋式電路的輸入電壓矢量,使得瞬時無功功率和有功功率在下一個采樣周期能夠跟蹤差值。根據(jù)圖3所示的鐘形隸屬度函數(shù),將功率差值εp、εq模糊化得到對應(yīng)的模糊集合為(N,Z,P),其中N表示負值,Z表示零,P表示正值,將得到的數(shù)值性的瞬時功率差值εp(k)和εq(k)在第k個采樣時間轉(zhuǎn)換成語言變量,所得到的模糊變量用作模糊規(guī)則開關(guān)表選擇開關(guān)信號的條件。根據(jù)模糊控制器的輸入變量對應(yīng)的符號和幅值,可以建立每個扇區(qū)對應(yīng)的模糊規(guī)則,從而建立模糊規(guī)則庫。這種方法基于有功功率和無功功率的差值進行開關(guān)狀態(tài)選擇,且該開關(guān)狀態(tài)選擇可以轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的模糊變量。開關(guān)信號選擇的另一個條件是由功率估算得到電壓矢量所在的扇區(qū)序號。電網(wǎng)電壓的空間矢量如圖4所示,將開關(guān)信號從000~111對應(yīng)記為U0~U7,其中U0(000)和U7(111)位于原點,并將電壓空間矢量在αβ坐標(biāo)系中劃分為12個扇區(qū)(θ1~θ12)。劃分方法為:在得到瞬時功率的基礎(chǔ)上對電壓進行估算,通過得到的uα和uβ計算θn=arctan(uα/uβ),即可判斷出電壓所在的扇區(qū)θn,(n-2)π/6≤θn≤(n-1)π/6,n=1,2,…,12。模糊規(guī)則開關(guān)表的基本思想是在所有可能的電壓矢量中選擇最佳的開關(guān)狀態(tài),即Sa、Sb、Sc的取值將瞬時有功功率和無功功率的跟蹤誤差限制在最小的范圍之內(nèi)?；谠撍枷?已知模糊化的εp和εq以及電壓矢量所在扇區(qū)θn,即可根據(jù)表2所示的模糊規(guī)則開關(guān)表確定對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。4模糊控制仿真采用MATLAB/Simulink建立仿真模型對本文DPFC的APF性能進行仿真實驗。電網(wǎng)相電壓幅值220V,頻率50Hz;并聯(lián)型APF的濾波電感Lh=3mH,等效損耗電阻Rh=0.01Ω,輸出側(cè)電容C=2200μF,直流電壓udc=700V;負載為整流器帶阻感負載,其中電感Ln=0.2mH,電阻Rn=50Ω,降低負載后的Rn=20Ω。傳統(tǒng)的DPC基于功率滯環(huán)比較器進行控制,滯環(huán)寬度限制了開關(guān)頻率,圖5給出了滯環(huán)寬度與平均開關(guān)頻率以及諧波畸變率之間的變化關(guān)系,由圖5可以看出,滯環(huán)寬度越小,平均開關(guān)頻率越高,諧波畸變率越小,補償精度越高。但是傳統(tǒng)的DPC并沒有實現(xiàn)在線滯環(huán)調(diào)整,所以滯環(huán)寬度限制了平均開關(guān)頻率。為了消除滯環(huán)寬度對平均開關(guān)頻率的限制,文獻提出了滯環(huán)寬度自動調(diào)節(jié)策略,當(dāng)開關(guān)頻率低于設(shè)定值時,降低滯環(huán)寬度,反之,增大滯環(huán)寬度。本文采用模糊控制取代滯環(huán)控制,相當(dāng)于實現(xiàn)了自適應(yīng)滯環(huán),用智能控制方法解決了滯環(huán)寬度與開關(guān)頻率之間的矛盾。本文中的模糊推理系統(tǒng)為Takagi-sugeno類型,輸入功率差值的隸屬函數(shù)采用如圖3所示的鐘形隸屬度函數(shù),扇區(qū)θn也作為模糊輸入變量,輸出則為常量序列。圖6給出了模糊控制仿真結(jié)構(gòu)圖,輸入為瞬時功率差值εp、εq和扇區(qū)θn的序號n,fcn為PWM實現(xiàn)的S-Function函數(shù),模糊邏輯控制器的輸出對應(yīng)電壓矢量編號i。圖7是模糊控制器設(shè)計圖,設(shè)計了輸入的隸屬度函數(shù)和輸出變量及控制規(guī)則庫。APF的DPFC結(jié)果由圖8—18給出。由圖8可以看出濾波后的電流波形為正弦,與電壓基本同相位,通過計算得到功率因數(shù)接近為1。圖9將濾波前和濾波后的網(wǎng)側(cè)電流進行對比,從上至下依次為濾波前網(wǎng)側(cè)電流isa、濾波后網(wǎng)側(cè)電流i′sa、濾波前后網(wǎng)側(cè)電流對比、對應(yīng)扇區(qū)號?？梢姙V波前后網(wǎng)側(cè)電流相位和幅值一致,每個扇區(qū)都能實現(xiàn)平滑控制,限制開關(guān)頻率在15~19kHz之間,平均開關(guān)頻率為18kHz左右,即在半個采樣周期(10ms)內(nèi)有180個脈沖左右,如果開關(guān)模塊選用額定開關(guān)頻率為20kHz的IPM模塊7MBP75RA120,則能滿足其正常工作。圖10—12給出了諧波分析結(jié)果,證明了APF采用本文控制方法可有效消除諧波對電網(wǎng)的污染。圖10是濾波前的電流諧波分析結(jié)果,其中幅值為相對基波(50Hz)幅值百分比,基波幅值為27.78A,含有的奇次諧波使得THD達到25.42%,超出了國家電能質(zhì)量允許標(biāo)準(zhǔn)。圖11是采用傳統(tǒng)的DPC方法控制APF,經(jīng)濾波后的電流諧波分析結(jié)果,基波幅值為26.2A,THD為3.88%。圖12是采用本文的DPFC方法控制APF濾波后的電流諧波分析結(jié)果,基波幅值為26.82A,THD降低到1.75%,優(yōu)于DPC方法的控制效果,滿足我國電網(wǎng)諧波標(biāo)準(zhǔn)要求,實現(xiàn)了諧波抑制和無功補償,進一步改善了電能質(zhì)量。圖13—18是實驗穩(wěn)定性分析和動態(tài)分析結(jié)果。從圖13可以看出,動態(tài)情況下電流與電壓保持同相位,功率因數(shù)接近1。圖14中從上至下依次為濾波前網(wǎng)側(cè)電流isa、濾波后網(wǎng)側(cè)電流i′sa、濾波前后網(wǎng)側(cè)電流對比、有源濾波器注入電流i。由圖14可以看出,濾波后電流幅值和濾波前基本保持一致,在0.15s降低負載并在0.25s時恢復(fù),電流經(jīng)歷了升高和降低2個過程,過渡時間短并且在所有扇區(qū)過渡平滑,說明動態(tài)情況下濾波電流能快速跟蹤參考電流。為了保證主電路有良好的補償電流跟隨特性,APF直流側(cè)電壓必須穩(wěn)定在某一特定值,圖15是利用傳統(tǒng)DPC時APF直流側(cè)電容電壓udc的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗分析結(jié)果,可以看出0.05s以后電壓穩(wěn)定在給定值700V處;在0.15~0.25s負載變化過程中,電壓仍然可以回到給定值,維持APF兩端電壓,其穩(wěn)定時間是0.08s,有較大超調(diào)。圖16是基于本文提出的DPFC方法時APF直流側(cè)電容電壓udc的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗分析結(jié)果,其穩(wěn)定時間為不到0.05s,比DPC方法時間短,縮短了udc的穩(wěn)定時間,提高了直流側(cè)電壓的跟隨速度。圖17和圖18給出了網(wǎng)側(cè)瞬時有功功率p和瞬時無功功率q的波形圖,圖17是濾波前的功率,諧波分量使得其波動很大。圖18為濾波后的網(wǎng)側(cè)功率,有功穩(wěn)定在5kW附近,無功在0附近,負載在0.15~0.25s降低,有功功率變大,圖18中瞬時有功功率實際上經(jīng)歷了升高和降低2個過程,可以看出其變化平穩(wěn)快速,無功功率一直保持為0。仿真實驗結(jié)果證明,本文的APF的DPFC方法能夠有效實現(xiàn)諧波抑制和無功補償,并且具有好的動態(tài)與穩(wěn)態(tài)性能。5模糊控制器設(shè)計本文針對APF的特點和系統(tǒng)的諧波特性對傳統(tǒng)的DPC方法進行了改進,提出一種DPFC方法,該方