并聯型有源濾波器的直接功率模糊控制

并聯型有源濾波器的直接功率模糊控制

0采用直接功率控制dpcdict風速控制方法的數學模型apf（動態(tài)能量矩陣）是一種新型的電子表格，用于動態(tài)抑制波形和補償損失。APF電流控制方法為常用的控制方法,其中間接電流控制是指幅相控制,通過控制交流側電壓基波的幅值和相位從而間接控制網側電流;直接電流控制是對交流電流直接進行控制使其跟隨給定電流信號的方法,采用交流電流內環(huán)和直流電壓外環(huán)的控制結構。電流控制策略在工程實際中得到了廣泛的研究和應用,但電流控制方法需要精確的數學模型,屬于線性控制方法,為了滿足非線性電力電子裝置控制需要,提出各種適用于非線性系統(tǒng)的控制方式,直接功率控制DPC(DirectPowerControl)方法就是其中的一種。DPC無需準確復雜的數學模型和精確的PWM,對于暫態(tài)和非線性條件下的APF控制更加合理和有效,且算法和系統(tǒng)的結構簡單,具有更高的功率因數和低的諧波畸變率(THD)。DPC基于瞬時功率理論,建立直流電壓外環(huán)、功率控制內環(huán)的控制結構,根據交流源電壓及瞬時功率在開關表中對應選擇整流器輸入電壓的控制開關量。文獻[10-12]將直接功率用于APF的控制實現。文獻采用檢測電源電流的控制方法,基于傳統(tǒng)的DPC方法將功率差值送入2個滯環(huán)比較器,查找預置的開關表得到補償量,滯環(huán)寬度的大小制約輸出PWM信號的頻率大小,固定的滯環(huán)寬度限制了控制精度,控制不夠靈活。文獻采用檢測負載電流的控制方法,通過設置開關頻率上下限值,實現滯環(huán)寬度的自動調節(jié),改善了滯環(huán)寬度和開關頻率之間的矛盾。本文提出的直接功率模糊控制DPFC(DirecPowerFuzzyControl)方法,采用檢測負載電流的控制方法,用模糊控制規(guī)則實現自適應滯環(huán)寬度調整功能,取消了滯環(huán)比較器,從根本上解決了滯環(huán)寬度和開關頻率的矛盾,取得更好的控制效果。仿真實驗證明,本文提出的APF的DPFC方法更加有效抑制諧波的輸入,保證網側電流為正弦,提高了功率因數,并且比傳統(tǒng)的DPC方法更加靈活。1apf開關器件的控制方式本文采用并聯型三相電壓型PWM變流器作為APF,用于直流側帶阻感負載的三相不可控整流電路的諧波抑制與功率補償。APF應當盡可能靠近非線性負載安裝,并補償負載的功率交流分量。圖1是APF的DPFC原理圖,橋臂開關器件由IGBT和續(xù)流二極管相并聯搭建而成。圖1中,ua、ub、uc是三相電源電壓;isa、isb、isc是三相線電流;Sa、Sb、Sc是APF開關器件的開關狀態(tài),開關閉合時其值對應取1,開關打開時其值對應取0;Rs和Ls分別是三相線路的等效電阻和等效電感。直流儲能電容C為APF提供直流側電壓udc,交流側濾波電感Lh將APF并接電網,Rh是濾波電感的等效損耗電阻。非線性負載為不可控整流三相橋式電路并接電阻Rn、電感Ln。根據圖1可知,本文采用檢測電源電流is的控制方式。瞬時有功功率參考值是由電源的瞬時有功功率ph以及直流電壓環(huán)調節(jié)分量p*提供,得到有功功率差值εp。將直流母線電壓反饋值udc與設定值u*dc經PI控制器得到直流電流目標值,再與udc相乘求得直流電壓環(huán)調節(jié)功率分量p*,p*與ph差值為εp。瞬時無功功率參考值等于電源的瞬時無功功率qh與給定值q*=0的差值εq。在傳統(tǒng)DPC中,瞬時功率的差值εp、εq由預置的某一滯環(huán)寬度進行限制,離散化得到開關狀態(tài)的控制信號Sp和Sq,然后根據Sp和Sq以及電壓矢量所在扇區(qū)θn在定義的開關表中查找相應的開關信號Sa、Sb、Sc,進而完成控制。本文采用模糊規(guī)則開關表取代了滯環(huán)比較器和傳統(tǒng)的開關表,如圖1所示,將瞬時功率的差值εp、εq和扇區(qū)θn送入模糊邏輯規(guī)則庫進行判斷并得到開關控制信號,實現自適應滯環(huán)寬度調整。2補償電壓空間矢量組合根據瞬時功率理論,在αβ坐標系,如果開關頻率足夠高,電源電壓變化可以不計,根據文獻的推導,得到前后2個采樣周期的功率差值:其中,Δp、Δq分別為網側功率在前后采樣周期的差值,uα、uβ、iα、iβ分別為網側電壓和電流在αβ坐標系的值,Δiα、Δiβ為網側電流在前后采樣周期的變化值,ugα、ugβ為APF網側三相輸出端電壓,Ts為采樣周期。對應所有的電壓開關矢量Ui(i=0,…,7),得到有功功率和無功功率的變化量為:整理得:其中,udc,eα=Ecosθ,eβ=Esinθ,uαβ=[ugαugβ]T,E是電源線電壓的幅值,θ是電源電壓的相位。由于直流側電壓穩(wěn)定在設定值,所以可以認為udc變化很小,經過PI調制并計算后得到的功率變化值也很小,則εp、εq對應Δp和Δq,Δp和Δq的變化反映了εp、εq的變化,用來控制開關狀態(tài)變化。將開關信號從000~111對應記為U0~U7,見第3節(jié)。每個開關狀態(tài)的空間矢量Ui(i=0,…,7)與對應的ugα和ugβ值列于表1。功率控制的基本思想是在8個電壓矢量中選擇最佳的電壓矢量,使有功功率和無功功率在每一個扇區(qū)盡量接近給定值且變化比較平滑。改變電壓空間矢量組合可以改變APF輸出電壓,同時改變了APF輸出功率。根據參考功率的變化趨勢知道APF輸出功率趨勢,通過改變開關信號,改變APF輸出電壓,得到APF實際輸出功率。由文獻[13-14]以及式(3)進一步推知,Δp和Δq的變化遵從正弦和余弦變化趨勢,根據其變化情況可以得到其對應電壓矢量扇區(qū)的模糊控制規(guī)則表。3模糊規(guī)則調整方法在本文提出的DPC策略中,模糊控制器的設計如圖2所示。瞬時有功功率的誤差值εp與瞬時無功功率誤差值εq作為模糊控制器的輸入變量,在每個采樣周期中,這2個輸入變量經過各自的比例系數Gp、Gq調制之后被模糊化為對應的模糊變量。模糊邏輯規(guī)則(if-then)用來選擇最佳的橋式電路的輸入電壓矢量,使得瞬時無功功率和有功功率在下一個采樣周期能夠跟蹤差值。根據圖3所示的鐘形隸屬度函數,將功率差值εp、εq模糊化得到對應的模糊集合為(N,Z,P),其中N表示負值,Z表示零,P表示正值,將得到的數值性的瞬時功率差值εp(k)和εq(k)在第k個采樣時間轉換成語言變量,所得到的模糊變量用作模糊規(guī)則開關表選擇開關信號的條件。根據模糊控制器的輸入變量對應的符號和幅值,可以建立每個扇區(qū)對應的模糊規(guī)則,從而建立模糊規(guī)則庫。這種方法基于有功功率和無功功率的差值進行開關狀態(tài)選擇,且該開關狀態(tài)選擇可以轉換為對應的模糊變量。開關信號選擇的另一個條件是由功率估算得到電壓矢量所在的扇區(qū)序號。電網電壓的空間矢量如圖4所示,將開關信號從000~111對應記為U0~U7,其中U0(000)和U7(111)位于原點,并將電壓空間矢量在αβ坐標系中劃分為12個扇區(qū)(θ1~θ12)。劃分方法為:在得到瞬時功率的基礎上對電壓進行估算,通過得到的uα和uβ計算θn=arctan(uα/uβ),即可判斷出電壓所在的扇區(qū)θn,(n-2)π/6≤θn≤(n-1)π/6,n=1,2,…,12。模糊規(guī)則開關表的基本思想是在所有可能的電壓矢量中選擇最佳的開關狀態(tài),即Sa、Sb、Sc的取值將瞬時有功功率和無功功率的跟蹤誤差限制在最小的范圍之內。基于該思想,已知模糊化的εp和εq以及電壓矢量所在扇區(qū)θn,即可根據表2所示的模糊規(guī)則開關表確定對應的開關狀態(tài)。4模糊控制仿真采用MATLAB/Simulink建立仿真模型對本文DPFC的APF性能進行仿真實驗。電網相電壓幅值220V,頻率50Hz;并聯型APF的濾波電感Lh=3mH,等效損耗電阻Rh=0.01Ω,輸出側電容C=2200μF,直流電壓udc=700V;負載為整流器帶阻感負載,其中電感Ln=0.2mH,電阻Rn=50Ω,降低負載后的Rn=20Ω。傳統(tǒng)的DPC基于功率滯環(huán)比較器進行控制,滯環(huán)寬度限制了開關頻率,圖5給出了滯環(huán)寬度與平均開關頻率以及諧波畸變率之間的變化關系,由圖5可以看出,滯環(huán)寬度越小,平均開關頻率越高,諧波畸變率越小,補償精度越高。但是傳統(tǒng)的DPC并沒有實現在線滯環(huán)調整,所以滯環(huán)寬度限制了平均開關頻率。為了消除滯環(huán)寬度對平均開關頻率的限制,文獻提出了滯環(huán)寬度自動調節(jié)策略,當開關頻率低于設定值時,降低滯環(huán)寬度,反之,增大滯環(huán)寬度。本文采用模糊控制取代滯環(huán)控制,相當于實現了自適應滯環(huán),用智能控制方法解決了滯環(huán)寬度與開關頻率之間的矛盾。本文中的模糊推理系統(tǒng)為Takagi-sugeno類型,輸入功率差值的隸屬函數采用如圖3所示的鐘形隸屬度函數,扇區(qū)θn也作為模糊輸入變量,輸出則為常量序列。圖6給出了模糊控制仿真結構圖,輸入為瞬時功率差值εp、εq和扇區(qū)θn的序號n,fcn為PWM實現的S-Function函數,模糊邏輯控制器的輸出對應電壓矢量編號i。圖7是模糊控制器設計圖,設計了輸入的隸屬度函數和輸出變量及控制規(guī)則庫。APF的DPFC結果由圖8—18給出。由圖8可以看出濾波后的電流波形為正弦,與電壓基本同相位,通過計算得到功率因數接近為1。圖9將濾波前和濾波后的網側電流進行對比,從上至下依次為濾波前網側電流isa、濾波后網側電流i′sa、濾波前后網側電流對比、對應扇區(qū)號。可見濾波前后網側電流相位和幅值一致,每個扇區(qū)都能實現平滑控制,限制開關頻率在15~19kHz之間,平均開關頻率為18kHz左右,即在半個采樣周期(10ms)內有180個脈沖左右,如果開關模塊選用額定開關頻率為20kHz的IPM模塊7MBP75RA120,則能滿足其正常工作。圖10—12給出了諧波分析結果,證明了APF采用本文控制方法可有效消除諧波對電網的污染。圖10是濾波前的電流諧波分析結果,其中幅值為相對基波(50Hz)幅值百分比,基波幅值為27.78A,含有的奇次諧波使得THD達到25.42%,超出了國家電能質量允許標準。圖11是采用傳統(tǒng)的DPC方法控制APF,經濾波后的電流諧波分析結果,基波幅值為26.2A,THD為3.88%。圖12是采用本文的DPFC方法控制APF濾波后的電流諧波分析結果,基波幅值為26.82A,THD降低到1.75%,優(yōu)于DPC方法的控制效果,滿足我國電網諧波標準要求,實現了諧波抑制和無功補償,進一步改善了電能質量。圖13—18是實驗穩(wěn)定性分析和動態(tài)分析結果。從圖13可以看出,動態(tài)情況下電流與電壓保持同相位,功率因數接近1。圖14中從上至下依次為濾波前網側電流isa、濾波后網側電流i′sa、濾波前后網側電流對比、有源濾波器注入電流i。由圖14可以看出,濾波后電流幅值和濾波前基本保持一致,在0.15s降低負載并在0.25s時恢復,電流經歷了升高和降低2個過程,過渡時間短并且在所有扇區(qū)過渡平滑,說明動態(tài)情況下濾波電流能快速跟蹤參考電流。為了保證主電路有良好的補償電流跟隨特性,APF直流側電壓必須穩(wěn)定在某一特定值,圖15是利用傳統(tǒng)DPC時APF直流側電容電壓udc的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗分析結果,可以看出0.05s以后電壓穩(wěn)定在給定值700V處;在0.15~0.25s負載變化過程中,電壓仍然可以回到給定值,維持APF兩端電壓,其穩(wěn)定時間是0.08s,有較大超調。圖16是基于本文提出的DPFC方法時APF直流側電容電壓udc的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗分析結果,其穩(wěn)定時間為不到0.05s,比DPC方法時間短,縮短了udc的穩(wěn)定時間,提高了直流側電壓的跟隨速度。圖17和圖18給出了網側瞬時有功功率p和瞬時無功功率q的波形圖,圖17是濾波前的功率,諧波分量使得其波動很大。圖18為濾波后的網側功率,有功穩(wěn)定在5kW附近,無功在0附近,負載在0.15~0.25s降低,有功功率變大,圖18中瞬時有功功率實際上經歷了升高和降低2個過程,可以看出其變化平穩(wěn)快速,無功功率一直保持為0。仿真實驗結果證明,本文的APF的DPFC方法能夠有效實現諧波抑制和無功補償,并且具有好的動態(tài)與穩(wěn)態(tài)性能。5模糊控制器設計本文針對APF的特點和系統(tǒng)的諧波特性對傳統(tǒng)的DPC方法進行了改進,提出一種DPFC方法,該方