基于PWM控制的直流可逆調速系統(tǒng)仿真

基于PWM控制的直流可逆調速系統(tǒng)仿真摘要直流調速系統(tǒng)是自動調速系統(tǒng)的主要形式,它具有良好的起、制動性能，可以在較寬的調速范圍內實現(xiàn)平滑調速，較快的零動態(tài)響應過程，并且低速運轉時力矩大的運行性能和控制特性。本文對基于微機控制的雙閉環(huán)可逆直流PWM調速系統(tǒng)進行了較深入的研究，從直流調速系統(tǒng)原理出發(fā)，逐步建立了雙閉環(huán)直流PWM調速系統(tǒng)的數(shù)學模型，實現(xiàn)對轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的控制。本文采用雙極式和受限單極式兩種方式的PWM控制模塊，建立了雙閉環(huán)直流PWM調速系統(tǒng)的數(shù)學模型，利用MATLAB中的simulink和simpowersystem對系統(tǒng)進行給定參數(shù)下的仿真。關鍵詞：直流可逆調速；PWM控制模塊；雙閉環(huán)；MATLAB仿真SimulationofDCreversiblespeedadjustingsystembasedonPWMcontrolAbstractKeywords:目錄TOC\o"1-5"\h\z\u1緒論1.1PWM控制的現(xiàn)狀及分類1.2選擇PWM控制系統(tǒng)的理由1.3采用轉速電流雙閉環(huán)的理由2雙閉環(huán)可逆直流PWM調速系統(tǒng)原理設計2.1轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)結構框圖2.2轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的組成2.3電流調節(jié)器和轉速調節(jié)器的設計2.3.1電流調節(jié)器的設計2.3.2轉速調節(jié)器的設計3直流PWM可逆調速系統(tǒng)原理3.1可逆PWM變換器原理3.2雙極式H型PWM變換器原理3.3受限單極式H型變換器原理4H橋PWM直流可逆調速系統(tǒng)的仿真4.1雙極式H橋PWM直流可逆調速系統(tǒng)的仿真4.1.1雙極式PWM發(fā)生器防真模型4.1.2雙極式PWM雙閉環(huán)調速系統(tǒng)仿真模型4.2受限單極式H橋PWM直流可逆調速系統(tǒng)的仿真受限單極式PWM調制模塊4.2.2受限單極式PWM雙閉環(huán)調速系統(tǒng)仿真模型1緒論1.1PWM控制的現(xiàn)狀及分類而在眾多PWM變換器實現(xiàn)方法中，又以H型PWM變換器更為多見。這種電路具備電流連續(xù)、電動機四象限運行、無摩擦死區(qū)、低速平穩(wěn)性好等優(yōu)點。因此，本次設計以H型PWM直流控制器為主要研究對象。要研究PWM調速方法，不能不提到微電子技術、電力電子技術和微機控制技術，沒有這些技術的支持，我們就只能還是在走前人的老路，被模擬、人工控制的思維所禁錮。在電動機轉速控制領域，如果不能有效的引用這些技術，我們很難有所突破，發(fā)現(xiàn)問題，進而有所進步。PWM控制技術一般可分為三大類，即正弦PWM、優(yōu)化PWM及隨機PWM，從實現(xiàn)方法上來看，大致有模擬式和數(shù)字式兩種，而數(shù)字式中又包括硬件、軟件或查表等幾種實現(xiàn)方式，從控制特性來看主要可分為兩種：開環(huán)式〔電壓或磁通控制型〕和閉環(huán)式〔電流或磁控型〕。隨著計算機設計技術的不斷進步，數(shù)字化PWM已逐步取代模擬式PWM，成為電力電子裝置共用的核心技術。交流電機調速性能的不斷提高在很大程度上是由于PWM技術的不斷進步。目前廣泛應用的是在規(guī)那么采樣PWM的根底上開展起來的準優(yōu)化PWM法，即三次諧波疊加法和電壓空間矢量PWM法，這兩種方法具有計算簡單、實時控制容易的特點。1.2選擇PWM控制系統(tǒng)的理由自從全控型電力電子器件問世以后，就出現(xiàn)了采用全控型的開關功率元件進行脈寬調制的控制方式，形成了脈寬調制變換器-直流電動機調速系統(tǒng)，簡稱直流脈寬調速系統(tǒng)，或直流PWM調速系統(tǒng)[4]。PWM系統(tǒng)在很多方面有較大的優(yōu)越性：〔1〕主電路線路非常簡單，需要用到的功率器件比擬少。〔2〕開關頻率比擬高，電機損耗及發(fā)熱都比擬少，電流很容易連續(xù)，并且諧波少?！?〕功率開關器件工作在開關狀態(tài)，導通損耗比擬小，裝置效率比擬高?！?〕低速性能比擬好，調速范圍比擬寬，穩(wěn)速精度比擬高?！?〕假設與快速響應的電動機配合，那么系統(tǒng)頻帶寬，動態(tài)響應比擬快，動態(tài)抗干擾能力強?！?〕直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。由于有上述優(yōu)點，直流PWM調速系統(tǒng)的應用日益廣泛，特別是在中、小容量的高動態(tài)性能系統(tǒng)中，已經(jīng)完全取代了其他調速系統(tǒng)，這是我們選取它作為研究對象的重要原因。1.3采用轉速電流雙閉環(huán)的理由同開環(huán)控制系統(tǒng)相比，閉環(huán)控制具有一系列優(yōu)點。在反應控制系統(tǒng)中，不管出于什么原因〔外部擾動或系統(tǒng)內部變化〕，只要被控制量偏離規(guī)定值，就會產(chǎn)生相應的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干擾的能力，對元件特性變化不敏感，并能改善系統(tǒng)的響應特性。由于閉環(huán)系統(tǒng)的這些優(yōu)點因此選用閉環(huán)系統(tǒng)。單閉環(huán)速度反應調速系統(tǒng)，采用PI控制器時，可以保證系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)速度誤差為零。但是如果對系統(tǒng)的動態(tài)性能要求較高，如果要求快速起制動，突加負載動態(tài)速降小等，單閉環(huán)系統(tǒng)就難以滿足要求。這主要是因為在單閉環(huán)系統(tǒng)中不能完全按照要求來控制動態(tài)過程的電流或轉矩。另外，單閉環(huán)調速系統(tǒng)的動態(tài)抗干擾性較差，當電網(wǎng)電壓波動時，必須待轉速發(fā)生變化后，調節(jié)作用才能產(chǎn)生，因此動態(tài)誤差較大。在要求較高的調速系統(tǒng)中，一般有兩個根本要求：一是能夠快速啟動制動；二是能夠快速克服負載、電網(wǎng)等干擾。通過分析發(fā)現(xiàn)，如果要求快速起動，必須使直流電動機在起動過程中輸出最大的恒定允許電磁轉矩，即最大的恒定允許電樞電流，當電樞電流保持最大允許值時，電動機以恒加速度升速至給定轉速，然后電樞電流立即降至負載電流值。如果要求快速克服電網(wǎng)的干擾，必須對電樞電流進行調節(jié)。以上兩點都涉及電樞電流的控制，所以自然考慮到將電樞電流也作為被控量，組成轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)。2雙閉環(huán)可逆直流PWM調速系統(tǒng)原理設計直流電動機具有良好的起、制動性能，宜于在大范圍內平滑調整，在許多需要調速或快速正反向的電力拖動系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。自從全控型電力電子器件問世以后，就出現(xiàn)了采用脈沖寬度調制的高頻開關控制方式，形成了脈寬調制變換器--直流電動機調速系統(tǒng)，簡稱直流PWM調速系統(tǒng)。直流PWM調速系統(tǒng)采用門極可關斷晶閘管GTO、全控電力晶體管GTR、MOSFET、IGBT等電力電子器件組成的直流脈沖寬度〔PWM〕型的調速系統(tǒng)近年來已經(jīng)開展成熟，用途越來越廣泛，與晶閘管可控整流調速系統(tǒng)〔V-M系統(tǒng)〕相比，在很多方面具有較大的優(yōu)越性：〔1〕主電路線路簡單，需用的功率元件少；〔2〕開關頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗和發(fā)熱都較?。弧?〕低速性能好，穩(wěn)速精度高，因而調速范圍寬；〔4〕系統(tǒng)頻帶寬，快速響應性能好，動態(tài)抗擾能力強；〔5〕主電路元件工作在開關狀態(tài)，導通損耗小，裝置效率較高；〔6〕直流電源采用不可控三相整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)高。2.1轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)結構框圖圖2-1系統(tǒng)結構直流調速系統(tǒng)的結構如上圖所示，其中UPE是電力電子器件組成的變換器，其輸入接三相(或單相)交流電源，輸出為可控的直流電壓鑄。對于中、小容量系統(tǒng)，多采用由IGBT或P一MOSFET組成的PWM變換器;對于較大容量的系統(tǒng)，可采用其他電力電子開關器件，如GTO、IGCT等;對于特大容量的系統(tǒng)，那么常用晶閘管裝置。根據(jù)自動控制原理，反應控制的閉環(huán)系統(tǒng)是按被調量的偏差進行控制的系統(tǒng)，只要被調量出現(xiàn)偏差，它就會自動產(chǎn)生糾正偏差的作用。2.2轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的組成為了實現(xiàn)轉速和電流兩種負反應分別起作用，在系統(tǒng)中設置了兩個調節(jié)器，分別是轉速和電流，二者之間實行串級聯(lián)接，如圖2-2所示。這就是說，把轉速調節(jié)器的輸出當作電流調節(jié)器的輸入，再用電流調節(jié)器的輸出去控制PWM調制器。從閉環(huán)結構上看，電流調節(jié)環(huán)在里面，叫做內環(huán)；轉速調節(jié)器在外面，叫做外環(huán)。這樣就形成了轉速、電流雙閉環(huán)調速系統(tǒng)。為了獲得良好的靜、動態(tài)性能，雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的兩個調節(jié)器都采用PI調節(jié)器。圖2-2雙閉環(huán)調速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)結構圖圖2-3雙閉環(huán)脈寬調速系統(tǒng)的動態(tài)結構圖2.3電流調節(jié)器和轉速調節(jié)器的設計我們現(xiàn)在采用一般系統(tǒng)調節(jié)器的工程設計方法具體設計雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的兩個調節(jié)器。由工程設計法可知，設計多環(huán)控制系統(tǒng)的一般原那么是：從內環(huán)開始，一環(huán)一環(huán)逐步向外擴展。在這里，先從電流環(huán)入手，首先設計好電流調節(jié)器，然后把整個電流環(huán)看作是轉速調節(jié)系統(tǒng)中的一個環(huán)節(jié)，再設計轉速調節(jié)器。2.3.1電流調節(jié)器的設計圖2-4電流環(huán)的動態(tài)簡化結構圖由雙閉環(huán)系統(tǒng)動態(tài)結構圖可看出外環(huán)通過反電動勢E對內環(huán)產(chǎn)生影響，但是由于實際系統(tǒng)中處于外環(huán)的系統(tǒng)機電時間常數(shù)比內環(huán)的時間常數(shù)大得多，機構經(jīng)ACR對內環(huán)效正后其輸出量的動態(tài)過程變化很快，而反電動勢E的變化過程E〔t〕相對來說是緩慢的。反電動勢對電流環(huán)來說只是一個變化緩慢的擾動作用，在電流調節(jié)器的調節(jié)過程中可以近似地認為E根本不變。因此在設計電流環(huán)時可以簡化計算略去反電動勢E對內環(huán)地影響，將電流閉環(huán)的動態(tài)結構簡化為單位負反應形式并將脈寬調制器和PWM變換器的滯后時間T與電流反應濾波時間兩個小的時間常數(shù)所對應的兩個小慣性合并為一個小慣性時間環(huán)節(jié)，即，于是得到如圖2-4的電流簡化動態(tài)結構圖。電流環(huán)即可設計成典型I型系統(tǒng)也可設計成典型II型系統(tǒng)，一方面取決于對電流環(huán)的動態(tài)要求，并且典型I系統(tǒng)的跟隨性能優(yōu)于抗擾性，而典型II型系統(tǒng)的抗擾性優(yōu)于跟隨性。電流環(huán)的一項重要作用就是保持電樞電流動態(tài)過程中不超過允許值，因而在突加控制作用時不希望有超調，或者超調量越小越好。從這個觀點出發(fā)，應該把電流環(huán)效正成典型I系統(tǒng)。另一方面電流環(huán)還有對電網(wǎng)電壓波動及時調節(jié)的作用，為了提高其抗擾性能，有希望把電流環(huán)效正成典型II系統(tǒng)。在一般情況下，當控制對象的兩個時間常數(shù)之比時，典型I系統(tǒng)的抗擾恢復時間還是可以接受的，因此，效正成典型I型系統(tǒng)，顯然采用PI調節(jié)器，其傳遞函數(shù)為：〔2—1〕電流調節(jié)器的參數(shù)包括和，為了讓調節(jié)器零點對消掉控制對象的大時間常數(shù)極點，取=。按二階最正確系統(tǒng)效正，在一般情況下，希望超調量σ%≤5%時，查表得阻尼比ζ=0.7070，=0.5，因此〔2－2〕2.3.2轉速調節(jié)器的設計由自動控制根本理論推導可得，電流環(huán)不管是典型I型花或是典型II型化在一定的近似條件下都可以等效為一個慣性環(huán)節(jié)，寫成通式為：〔2—3〕假設典型I型化且ζ=0.707，=0.5，那么a=2。假設典型II型化h=5,m=0.1.那么a=。由上式畫出轉速閉環(huán)的動態(tài)結構圖，將它簡化為單位負反應形式并將兩個小慣性合并為一個小慣性，即將轉速給定及轉速反應的濾波時間常數(shù)與電流環(huán)等效時間常數(shù)合并為轉速環(huán)小慣性時間常數(shù).由于要求轉速對負載擾動無靜差，那么在ASR中必須含有積分環(huán)節(jié)，取ASR為PI調節(jié)器，因此轉速環(huán)必然按典型II型系統(tǒng)設計。假設只考慮給定信號的作用那么得到簡化的轉速環(huán)的動態(tài)結構圖如圖2-5所示，這里有〔2—4〕圖2-5轉速調節(jié)閉環(huán)等效動態(tài)結構圖可見，上圖已具備典型II型系統(tǒng)的標準形式，ASR調節(jié)器的參數(shù)按以下各式計算即可〔2—5〕〔2—6〕〔2—7〕3直流PWM可逆調速系統(tǒng)原理3.1可逆PWM變換器原理可逆變換器主電路的結構形式有H型、T型等多種類型，現(xiàn)在選用常用的H型變換器，它是由4個電力晶體管和4個續(xù)流二極管組成的橋式電路。H型變換器在控制方式上分為雙極式、單極式和受限式三種。本設計采用雙極式H型PWM變換器和受限單極式H型PWM變換器。3.2雙極式H型PWM變換器原理圖3-1繪出了雙極式H型PWM變換器的電路原理圖?；鶚O驅動電壓分為兩組。和同時導通和關斷，其驅動電壓和；和同時動作，其驅動電壓==。在一個開關周期內，當0≤t≤時，和為正，晶體管和飽和導通；而和為負，和截止。這是，＋加在電樞AB兩端,=,電樞電流沿回路1流通?！躷≤T時，和變負，和截止；、變正，但、并不能立即導通，因為在電樞電感釋放儲能的作用下，di沿回路2經(jīng)、續(xù)流，、上的壓降使、c-e極承受反壓，這時，=。在一個周期內正負相間，這是雙極式PWM變換器的特征。圖3-1雙極式H型PWM變換器電路由于電壓的正、負變化，使電流波形存在兩種情況，如圖3-2中的和。相當于電動機負載較重的情況，這是平均負載電流大，在連續(xù)階段電流仍維持正方向，電機始終工作在第一象限的電動狀態(tài)。相當于負載很輕的情況，平均電流小，在續(xù)流階段電流很快衰減到零，于是和c-e極兩端失去反壓，在負的電源電壓〔－〕和電樞反電動勢的合成作用下導通，電樞電流反向，沿回路3流通，電機處于制動狀態(tài)。與此相仿，在0≤t≤期間，當負載輕時，電流也有一次倒向。雙極式PWM變換器的可逆要視正、負脈沖電壓的寬窄而定。當正脈沖較寬時，>，那么電樞兩端的平均電壓為正，在電動運行時電動機正轉。當正脈沖較窄時，<，平均電壓為負，電動機反轉。如果正、負脈沖寬度相等，=，平均電壓為零，那么電動機停止。圖3-2雙極式PWM變換器電壓和電流波形雙極式可逆PWM變換器電樞平均端電壓為：〔3—1〕以=定義PWM電壓的占空比，那么=〔3—2〕ρ的變化范圍為≤ρ≤1。當ρ為正值時，電動機正轉；ρ為負值時，電動機反轉；ρ＝0時，電動機停止。在ρ＝0時雖然電機不動，電樞兩端的瞬時電和瞬時電流都不是零，而是交變的。這個交變電流平均值為零，不產(chǎn)生平均轉矩，陡然增大電機的損耗。但它的好處是使電機帶有高頻的微振，起著所謂“動力潤滑〞的作用，消除正、反向的靜摩擦死區(qū)。雙極式PWM變換器的優(yōu)點如下：〔1〕電流一定是連續(xù)的；〔2〕可使電動機在四象限運行；〔3〕電機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區(qū)；〔4〕低速時，每個晶體管的驅動脈沖仍較寬，有利于保證晶體管可靠導通；〔5〕低速平穩(wěn)性好，調速范圍可達20000左右。經(jīng)典的模擬控制電路主要由PWM電路、延時電路和驅動電路組成。而PWM發(fā)生電路是采用三角波發(fā)生器產(chǎn)生的三角波放大后與一路可調直流電壓〔電流調節(jié)器輸出的uk〕進行比擬，那么電壓比擬器輸出的是一系列方波信號。如果改變uk的大小,那么方波脈沖寬度將會改變,從而到達脈寬調制的目的。其根本電路結構和調制原理如圖3-3。脈寬調制信號的質量，對于PWM調速系統(tǒng)是十分重要的。然而它的質量主要取決于三角波信號的質量。如果三角波的線性度不好，那么PWM的輸出將得不到對稱的波形。這對調速系統(tǒng)來說，將大大地降低系統(tǒng)的性能，出現(xiàn)正反轉不平衡。(a〕(b)圖3-3PWM根本電路結構和調制原理(a)根本電路結構(b)直流PWM調制原理根據(jù)其工作原理，當控制電壓改變時，PWM變換器的輸出電壓要到下一個周期方能改變。因此，脈寬調制器和PWM變換器合起來可以看成一個滯后環(huán)節(jié)，它的延時最大不超過一個開關周期T。那么，當整個系統(tǒng)開環(huán)頻率特性截至頻率滿足下式時〔3—3〕可將滯后環(huán)節(jié)近似看成一階慣性環(huán)節(jié)。因此，脈寬調制器和PWM變換器的傳遞函數(shù)可近似看成〔3—4〕式中脈寬調制器和PWM變換器的放大系數(shù)；PWM變換器的輸出電壓；脈寬調制器的控制電壓。4H橋PWM直流可逆調速系統(tǒng)的仿真4.1雙極式H橋PWM直流可逆調速系統(tǒng)的仿真4.1.1雙極式PWM發(fā)生器防真模型圖4-1雙極式PWM發(fā)生器防真模型4.1.2雙極式PWM雙閉環(huán)調速系統(tǒng)仿真模型圖4-2雙極式PWM雙閉環(huán)調速系統(tǒng)仿真模型在如圖4-3轉速給定條件下，可以得到H橋PWM調速系統(tǒng)的電樞電流，電磁轉矩，轉速響應的仿真圖。圖4-3轉速給定圖4-4雙閉環(huán)系統(tǒng)電樞電流仿真圖圖4-5雙閉環(huán)系統(tǒng)電磁轉矩仿真圖圖4-6