第三章 典型應(yīng)用電路 (1)

電子設(shè)計(jì)教程第3章典型應(yīng)用電路第3章典型應(yīng)用電路無論是何種性質(zhì)的系統(tǒng)都是由許多功能電路模塊組成的，這些功能模塊之間的不同組合可以構(gòu)成不同的功能系統(tǒng)，了解并熟識(shí)這些功能電路是設(shè)計(jì)系統(tǒng)的基礎(chǔ)，本章對(duì)系統(tǒng)中的典型應(yīng)用電路做簡(jiǎn)單介紹，這些電路的設(shè)計(jì)及取值都是經(jīng)過實(shí)驗(yàn)論證的，但實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)由于實(shí)驗(yàn)環(huán)境等因素的影響，結(jié)果還是會(huì)有所不同，設(shè)計(jì)者應(yīng)僅以本文所給數(shù)據(jù)為參照，自行探索，才能發(fā)揮電路的最佳性能。3.1限幅放大電路對(duì)信號(hào)測(cè)量時(shí)，微弱信號(hào)需要先經(jīng)過放大才能被檢測(cè)出來。但當(dāng)輸入信號(hào)的幅值變化范圍較大時(shí)，如果對(duì)信號(hào)放大同樣倍數(shù)，則可能出現(xiàn)信號(hào)較強(qiáng)時(shí)超出后級(jí)處理芯片的測(cè)量范圍，而信號(hào)較弱時(shí)卻不能夠被后級(jí)處理芯片識(shí)別的情況。使用程控放大可以解決這個(gè)矛盾，但很多情況只是對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻率或者相位的測(cè)量，只需要知道信號(hào)的周期(自變量2)信息，而非幅值(自變量1)信息，使用程控放大就不是很有必要了。這種情況下，通常采取限幅放大。限幅放大電路*的主要功能：設(shè)定一個(gè)限定最大幅值Vmax(通常為后級(jí)芯片能處理的輸入信號(hào)最大幅值)，放大電路按設(shè)計(jì)的增益放大信號(hào)，當(dāng)放大后的信號(hào)幅值為0～Vmax時(shí)正常輸出；當(dāng)放大后的信號(hào)幅值超過此量程時(shí)，放大電路輸出幅值取上限Vmax。C1作用？第1、2級(jí)間為何無電容？R4、R6可否取消？I2i過大的后果？此限幅放大器由前級(jí)同相放大、限幅放大和電平轉(zhuǎn)換電路三部分組成：前級(jí)同相放大電路主要起到放大、隔離－阻抗變換的作用；限幅放大電路采用二極管1N4148實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋橋式限幅。反饋支路箝位電壓為2x0.7+UVD1=5V，當(dāng)UO1剛脫離0進(jìn)入正半周時(shí)運(yùn)放負(fù)飽和；反之UO1剛進(jìn)入負(fù)半周時(shí)運(yùn)放正飽和。飽和時(shí)UO2絕對(duì)值超過5V，橋式電路的二極管導(dǎo)通，穩(wěn)壓二極管工作，形成負(fù)反饋閉環(huán)放大，U－=0，從而將UO2鉗位于+或-5V左右(<<±12V)，故運(yùn)放不易進(jìn)入飽和狀態(tài)，該電路實(shí)為邊沿不夠陡峭的整形電路；電平轉(zhuǎn)換電路再將放大后的信號(hào)經(jīng)過0比較器后整形為陡峭的方波信號(hào)，便于后級(jí)電路處理。限幅放大級(jí)Ri=R4，因I2i=I2o－R4取值偏小會(huì)導(dǎo)致I2o過大，燒壞運(yùn)放U2(當(dāng)I2o接近U2極限時(shí)運(yùn)放飽和電壓=5V?)。上圖中當(dāng)負(fù)載小時(shí)接上拉電位器R6，這樣通過調(diào)節(jié)R6可保證輸出TTL電平。但最好選

VA、VD分開的MAX902這樣的運(yùn)放來直接整形。采用負(fù)反饋橋式限幅電路可實(shí)現(xiàn)雙向限幅，限幅效果好，可減少單個(gè)穩(wěn)壓管的承壓能力(3.6V)，而擊穿時(shí)的電流取決于外電路。此橋式電路中，二極管的選取比較重要，因反向擊穿時(shí)U隨I擊穿=IR4微變，故應(yīng)注意IR4與U的匹配；如果采用線性度較差的二極管，還會(huì)造成輸出與輸入信號(hào)間的相位偏移，并且偏移會(huì)隨頻率的變化而改變。因此應(yīng)當(dāng)采用線性度好、反應(yīng)速度快的二極管，如IN4148，以保證輸入輸出信號(hào)的線性相位關(guān)系。由于限幅器一級(jí)的輸入輸出電壓的振幅都很大(周期不變時(shí)信號(hào)振幅越大則變化率越大)，為避免失真電路中的運(yùn)放芯片應(yīng)該選取高擺率、輸出電流大(KCL)、耐壓高的運(yùn)放。同時(shí)，為使進(jìn)入限幅器的信號(hào)更加穩(wěn)定，應(yīng)選取增益帶寬積較大的電壓反饋型運(yùn)放(CFB貴)。綜合以上因素，可選取LF356。如果過零比較器的輸出波形出現(xiàn)邊緣抖動(dòng)現(xiàn)象，原因多半是比較器的電路設(shè)計(jì)不合理。一方面可以在過零比較電路(LM311或者LM393等)中增加補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，使得輸出波形更加穩(wěn)定；另一方面還可將比較器電路中的電阻R5用電位器代替，調(diào)節(jié)電位器到合適的阻值，使得波形達(dá)到最佳效果，削弱波形抖動(dòng)。最后，為使比較輸出的方波信號(hào)邊沿陡峭,可采用兩級(jí)施密特觸發(fā)器(反相施密特－電壓串聯(lián)正反饋、同相施密特－電壓并聯(lián)正反饋)對(duì)其整形。實(shí)驗(yàn)表明，這樣做在使邊沿陡峭的同時(shí)還能減少信號(hào)毛刺。若不采用限幅放大電路而采用固定增益放大電路，當(dāng)放大器輸出信號(hào)幅值接近運(yùn)放的工作電壓12V時(shí)也會(huì)被削平，原因是運(yùn)放進(jìn)入飽和。但此時(shí)運(yùn)放工作在極限狀態(tài)，容易引入不穩(wěn)定因素，對(duì)電路的穩(wěn)定性和功耗方面提出了很高的要求，長(zhǎng)時(shí)間的超量程工作也會(huì)對(duì)運(yùn)放本身造成損害。3.2運(yùn)放參數(shù)測(cè)試電路無論是放大電路、比較電路，還是隔離電路，運(yùn)算放大器都是這些電路的核心器件。運(yùn)算放大器的合理運(yùn)用，對(duì)模擬電路的設(shè)計(jì)來說十分重要，在前章中已經(jīng)就集成運(yùn)放芯片的選擇作過簡(jiǎn)要介紹，但在使用運(yùn)算放大器前，應(yīng)當(dāng)充分理解運(yùn)算放大器的特性及相應(yīng)特性參數(shù)的測(cè)量。故此，本文介紹一個(gè)運(yùn)放參數(shù)的測(cè)試電路，利用此電路可以測(cè)量運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓、輸入失調(diào)電流、差模開環(huán)交流電壓增益和共模抑制比等基本參數(shù)。3.2.1運(yùn)放參數(shù)測(cè)量介紹通常運(yùn)放的參數(shù)測(cè)量是根據(jù)運(yùn)放各種參數(shù)的定義將待測(cè)運(yùn)放接成共?；虿钅］斎敕绞絹韺?shí)現(xiàn)的，測(cè)試電路因測(cè)量參數(shù)的不同而異，要實(shí)現(xiàn)不同參數(shù)的測(cè)量，測(cè)試過程復(fù)雜。另有一種采用“被測(cè)器件－輔助運(yùn)放”模式的運(yùn)放參數(shù)測(cè)量電路，籍被測(cè)運(yùn)放和輔助運(yùn)放以構(gòu)成穩(wěn)定的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，從而使輸出電壓嵌位于預(yù)置電壓，將小電壓、小電流轉(zhuǎn)換為伏特級(jí)的電壓進(jìn)行測(cè)試。以下給出的圖形為“被測(cè)器件－輔助運(yùn)放”模式的運(yùn)放參數(shù)測(cè)量原理電路圖。(1).利用輔助運(yùn)放測(cè)量VIO、IIO的測(cè)試原理圖①閉合K1、K2，測(cè)得輔助運(yùn)放的輸出電壓為VL0，則有：②閉合K1、K2，測(cè)得輔助運(yùn)放的輸出電壓為VL0；斷開K1、K2

，測(cè)得輔助運(yùn)放的輸出電壓為VLI，則有：(2)利用輔助運(yùn)放測(cè)量AVD的測(cè)試原理圖

設(shè)信號(hào)源輸出電壓為VS，測(cè)得輔助運(yùn)放輸出電壓為VL0，則有(3).利用輔助運(yùn)放測(cè)量KCMR的測(cè)試原理圖設(shè)信號(hào)源輸出電壓為VS，測(cè)得輔助運(yùn)放輸出電壓為VL0，則有3.2.2輔助運(yùn)放法通用測(cè)量電路設(shè)計(jì)分析輔助運(yùn)放法的測(cè)試原理圖，各參數(shù)的測(cè)量電路雖不同，但仍有大部分近似的電路。將、、和四個(gè)參數(shù)的測(cè)試電路簡(jiǎn)化為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試模板，通過按鍵控制不同參數(shù)測(cè)試電路的選擇，避免了因不同電參數(shù)測(cè)試電路不同而使得測(cè)不同參數(shù)時(shí)需插拔待測(cè)芯片，符合實(shí)際測(cè)試的標(biāo)準(zhǔn)。通用標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試電路

按鍵S1、S2、S3、S4的編碼為0000時(shí)，接通測(cè)量VIO的電路為0100時(shí)，接通測(cè)量IIO的電路；為0011時(shí)，接通測(cè)量AVD的電路為1010時(shí)，接通測(cè)量KCMR的電路。在實(shí)際制作電路時(shí)，輔助運(yùn)放的性能對(duì)被測(cè)運(yùn)放的參數(shù)測(cè)量影響非常大，其性能不好可能會(huì)引起閉環(huán)回路的寄生振蕩。輔助放大器需滿足下列基本要求：(1).開環(huán)增益應(yīng)大于60dB；(2).輸入失調(diào)電流及輸入偏置電流應(yīng)足夠??；(3).輸入共模電壓范圍應(yīng)足夠大，應(yīng)具有足夠的穩(wěn)定性。根據(jù)各種運(yùn)放的性能比較，可選擇AD620作為輔助運(yùn)放。AD620的特性參數(shù)如表所示。最大輸入失調(diào)電流最大輸入偏置電流最大輸入失調(diào)電壓最小共模抑制比30pA2.0nA125uV93dB另外，為了保證測(cè)試精度，要求：R、Ri、Rf的阻值準(zhǔn)確測(cè)量；R1、R2的阻值盡可能一致；IIO與R的乘積遠(yuǎn)大于VIO；IIO與Ri//Rf的乘積應(yīng)遠(yuǎn)小于VIO。測(cè)試電路中的電阻值建議?。篟i=100Ω、RL=10kΩ

Rf=10kΩ~100kΩ、R1=R2=20kΩ、、R=1MΩ由于運(yùn)放的單位增益帶寬積BWG的測(cè)量需要掃頻信源，測(cè)量電路與其它參數(shù)的測(cè)量電路出入也較大，因此可單獨(dú)進(jìn)行測(cè)量。測(cè)量輸入掃頻信源后運(yùn)放的輸出幅值，當(dāng)測(cè)得的幅值為輸入幅值的0.707倍時(shí)停止掃頻，這樣就可以測(cè)得BWG。要實(shí)現(xiàn)測(cè)試電路的自動(dòng)化，只需將標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試電路中的按鍵用繼電器代替，并用數(shù)字電路控制繼電器的通斷即可。雖然電路的通斷選擇也可以采用模擬開關(guān)實(shí)現(xiàn)，但模擬開關(guān)存在導(dǎo)通電阻，即通道選通時(shí)會(huì)將導(dǎo)通電阻加于電路中，從而引入測(cè)量誤差。通過添加補(bǔ)償電容便可避免因繼電器的電路分布參數(shù)大而引起的閉環(huán)測(cè)試回路寄生振蕩。3.3鎖相技術(shù)原理與應(yīng)用所謂鎖相，就是相位同步的自動(dòng)控制。完成兩個(gè)信號(hào)間相位同步的閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng)叫做鎖相環(huán)，也稱PLL(PhaseLockedloop)。3.3.1鎖相環(huán)概述典型的鎖相環(huán)由鑒相器(PhaseDetector)、環(huán)路濾波器(LoopFilter)、壓控振蕩器(VoltageControlledOscillator)三部分組成。鑒相器是一個(gè)相位比較裝置，用來檢測(cè)輸入信號(hào)與反饋信號(hào)之間的相位差；環(huán)路濾波器具有低通特性，是低通濾波器，但更重要的是它對(duì)環(huán)路參數(shù)調(diào)整起著決定性的作用，比如防止自激振蕩，所以不能是普通的LPF；壓控振蕩器是一個(gè)電壓－頻率轉(zhuǎn)換裝置，在環(huán)路中作為被控振蕩器其振蕩頻率隨控制電壓而變。LoopFilter當(dāng)H(s)=s+a=a+j

時(shí)s1=-a為一階負(fù)實(shí)零點(diǎn)，

=argtg

/a，當(dāng)=a時(shí)

=argtg1=/4；≤s1/10時(shí)

≤

argtg0.10；≥10s1時(shí)

≥

argtg10

argtg

=/2，在高頻段一階零點(diǎn)導(dǎo)致相位超前

/2。當(dāng)H(s)=s-a=-a+j

時(shí)s1=a為一階正實(shí)零點(diǎn)，

=argtg

/(-a)，當(dāng)=a時(shí)

=argtg(-1)=-/4；無論零點(diǎn)是正是負(fù)，

都永遠(yuǎn)為正！當(dāng)H(s)=1/(s+a)=1/(a+j)時(shí)s1=-a為一階負(fù)極點(diǎn)，

=-argtg

/a，當(dāng)=a時(shí)

=-/4；≤

s1/10時(shí)

0；≥

10s1時(shí)

-argtg

=-/2。在高頻段一階極點(diǎn)導(dǎo)致相位滯后

/2，這就是普通的一階RC積分低通濾波器。在高頻段△=-/2，高頻干擾信號(hào)就可能滿足自激振蕩的相位條件，而環(huán)路增益往往>1滿足幅度條件，故極易形成自激振蕩。無源比例積分濾波器：H(∞)=R2/(R1+R2)=SR2C/S(R1+R2)C，當(dāng)s較大時(shí)H(S)≈(1+SR2C)/[1+S(R1+R2)C]，一階負(fù)極點(diǎn)s1=-1/(R1+R2)C，一階負(fù)零點(diǎn)s2=-1/R2C，s1<s2。故S≥s2后s1、s2的作用互相抵消：增益保持不變=H(∞)；R1越小零、極點(diǎn)越靠近，極點(diǎn)單獨(dú)發(fā)揮作用的頻段(0.1s1~0.1s2)、零點(diǎn)單獨(dú)發(fā)揮作用的頻段(10s1~10s2)就越窄，系統(tǒng)的△就越小。當(dāng)S≥10s2后△=/2+(-/2)=0，則自激振蕩的相位條件將很難滿足。有源比例積分濾波器(當(dāng)運(yùn)放開環(huán)A足夠高時(shí)可近似為理想積分濾波器－分母=sτ)運(yùn)放接為反相放大器形式，反饋網(wǎng)絡(luò)為阻容R2、C串聯(lián)，H(S)≈-(1+SR2C)/SR1C。則一階極點(diǎn)s1=0，H(0)=∞，10s1=0故0頻處

=-/2已達(dá)極限，0頻后的相位將單獨(dú)受零點(diǎn)的影響

；一階負(fù)零點(diǎn)s2=-1/R2C，s1<s2。故S≥s2后s1、s2的作用互相抵消：增益保持不變=H(∞)=-R2/R1，可見該濾波器具有低通特性和比例作用；

在0.1s2處開始返回，在s2處△=(-/2)+/4=-/4

，當(dāng)S≥10s2后△=/2+(-/2)=0，則自激振蕩的相位條件將很難滿足。鎖相環(huán)技術(shù)涉及到的術(shù)語有：

(1).鎖相環(huán)是完成相位同步的自動(dòng)控制環(huán)路，當(dāng)環(huán)路的輸出信號(hào)頻率與輸入信號(hào)的頻率一致時(shí)稱為鎖定.(2).從輸入信號(hào)加到鎖相環(huán)路的輸入端開始一直到環(huán)路到達(dá)鎖定的全過程稱為捕獲過程。

(3).捕獲過程需要的時(shí)間稱為捕獲時(shí)間。

(4).保證環(huán)路必然進(jìn)入鎖定的最大固有頻率值稱為捕獲帶。3.3.2鎖相環(huán)應(yīng)用舉例

鎖相技術(shù)應(yīng)用廣泛，例如：廣播電視、通信雷達(dá)、跟蹤濾波、同步濾波、調(diào)制與解調(diào)、頻率合成、頻率變換、載波同步、時(shí)鐘同步、位同步等。本文就其基本應(yīng)用介紹如下。

(1).頻率合成(2).倍頻(3).V/F轉(zhuǎn)換(1).頻率合成

頻率合成器是將一個(gè)高精度和高穩(wěn)定度的標(biāo)準(zhǔn)參考頻率，經(jīng)過混頻、倍頻與分頻等步驟對(duì)其進(jìn)行加、減、乘、除的四則運(yùn)算，最終產(chǎn)生大量的具有同樣精度和穩(wěn)定度的頻率源。頻率合成的方法主要有三種。最早的合成方法稱為直接頻率合成，它是利用混頻器、倍頻器、分頻器和帶通濾波器來完成對(duì)頻率的四則運(yùn)算的。但是，該方法需要硬件設(shè)備多，造價(jià)高，并且輸出會(huì)出現(xiàn)無用的寄生頻率，已漸漸被間接合成法所取代。變模分頻合成法變模分頻合成法是通過程控分頻器，對(duì)基準(zhǔn)的高精度高穩(wěn)定度的頻率進(jìn)行分頻和倍頻而得到需要的頻率。這種方法的輸出頻率分辨率跟分頻器和倍頻器的倍數(shù)以及基準(zhǔn)頻率有關(guān)。如圖3-7所示，合成器的輸出頻率為：其中N為變模分頻器的分頻值，通過控制N，就可以產(chǎn)生不同的頻率值。變模分頻合成法經(jīng)過改進(jìn)，變成如圖所示的雙模分頻器。雙模分頻合成法利用鎖相環(huán)可以輸出頻率穩(wěn)定的信號(hào)，如果對(duì)輸出信號(hào)再進(jìn)行分頻就可以得到步進(jìn)頻率較細(xì)的頻率源。分頻的方法可以采用數(shù)字集成芯片，也可以使用鎖相環(huán)來實(shí)現(xiàn)，多環(huán)頻率合成器就是采用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出端的再次分頻的。(2).倍頻

根據(jù)鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)頻率合成的原理，不難理解如何使用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)倍頻。將壓控振蕩器的輸出分頻后送入鑒相器，與輸入的頻率進(jìn)行比較，使其相位和頻率與輸入信號(hào)一致，鎖相器的結(jié)果就是將輸入的頻率進(jìn)行N倍放大。原理結(jié)構(gòu)如圖所示。(3)

V/F轉(zhuǎn)換

單獨(dú)使用鎖相環(huán)中的壓控振蕩器，利用其壓控振蕩器的電壓與頻率的線性關(guān)系(正比例或者反比例)，則可以構(gòu)成電壓頻率轉(zhuǎn)換器(V/F轉(zhuǎn)換器)。3.3.3集成鎖相環(huán)芯片介紹集成鎖相環(huán)的產(chǎn)品很多，其中以模擬式集成鎖相環(huán)NE564和CMOS集成鎖相環(huán)CD4046最具代表性。兩者的基本原理相同，區(qū)別在于前者的鑒相器由模擬電路組成，而后者則由數(shù)字電路構(gòu)成。(1).NE564

NE564是56系列中工作頻率高達(dá)50MHz的超高頻通用單片集成鎖相環(huán)，電路由輸入限幅器、鑒相器、壓控振蕩器、放大器、直流恢復(fù)電路和施密特觸發(fā)器六大部分組成，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖3-10所示。最大鎖定范圍達(dá)±12％f，輸入阻抗大于50kΩ，電源電壓5～12V，典型工作電流60mA。NE564內(nèi)部的限幅器采用差動(dòng)電路，高頻性能很好，在輸入幅度不同的條件下，產(chǎn)生恒定幅的輸出電壓，作為鑒相器的輸入信號(hào)。在接收FM或FSK信號(hào)時(shí)，對(duì)抑制寄生調(diào)幅、提高解調(diào)質(zhì)量是很有利的；壓控振蕩器采用改進(jìn)型的射極耦合多諧振蕩器，并有TTL和ECL兼容的輸入輸出電路；放大器由差動(dòng)對(duì)組成；施密特觸發(fā)器與直流恢復(fù)電路共同構(gòu)成FSK信號(hào)解調(diào)時(shí)的檢波后處理電路。(1).NE564(1).NE564由于NE564的內(nèi)部有電壓比較器，并且有可以與TTL電平匹配的輸入輸出端，因此是特別適用于FSK解調(diào)的集成鎖相環(huán)芯片，可以解調(diào)數(shù)據(jù)速率高達(dá)1兆波特的FSK信號(hào)。如圖為10.8MHz的FSK解調(diào)電路。

在數(shù)據(jù)速率比較低的時(shí)候，14端外接的電容可以比較大、輸出的載波泄漏較小，經(jīng)施密特觸發(fā)器變換之后，得到很理想的FSK解調(diào)輸出。當(dāng)數(shù)據(jù)率加大時(shí)，14端外接的電容不能太大，否則輸出的載波泄漏較大。(2).CD4046集成鎖相環(huán)芯片CD4046是由CMOS電路構(gòu)成的多功能單片集成鎖相環(huán)，具有功耗低、輸入阻抗高、電源電壓范圍寬等優(yōu)點(diǎn)。在信號(hào)處理和數(shù)字系統(tǒng)中，CD4046都得到了廣泛的應(yīng)用，常被用于頻率調(diào)制、頻率鎖定、時(shí)鐘同步和頻率合成等方面。CD4046的工作頻率小于1.2MHz，屬于低頻鎖相環(huán)。電源電壓為5～15V，輸出驅(qū)動(dòng)電流大于2.6mA。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)及2)*典型應(yīng)用電路如圖所1)*示，環(huán)路濾波器由R3、R4、C2組成。與其他鎖相環(huán)不同的是：CD4046具有兩個(gè)可選用的鑒相器Ⅰ和Ⅱ：相位比較器Ⅰ是一個(gè)異或門，適用于輸入信號(hào)中噪聲分量較多、信噪比較低的場(chǎng)合，但必須要求輸入信號(hào)具有50％的占空比－方波。當(dāng)無輸入信號(hào)或噪聲信號(hào)輸入時(shí)，異或門輸出平均電壓等于UDD/2，經(jīng)低通濾波器后送到VCO輸入端9，使VCO在中心頻率上起振。相位比較器Ⅱ由四個(gè)觸發(fā)器、控制門和三態(tài)輸出電路組成，是邊緣觸發(fā)工作方式的鑒相器，因而對(duì)輸入信號(hào)占空比無特定的要求，但相位比較器Ⅱ的信噪比容限不如相位比較器Ⅰ高。選用相位比較器Ⅱ?yàn)殍b相器時(shí)，捕獲帶和同步帶具有相同的帶寬。CD4046采用的是RC型壓控振蕩器(低頻)，必須外接1)電容C1和電阻R1作為充放電元件，當(dāng)鎖相環(huán)對(duì)跟蹤的輸入信號(hào)的頻率下限有要求時(shí)還需要外接電阻R2。CD4046的工作頻率與芯片外圍的器件取值有關(guān)。為使鎖相環(huán)工作在最佳狀態(tài)，在選擇外接元件參數(shù)時(shí)，既要考慮壓控振蕩器的中心頻率，也要兼顧最高頻率和最低頻率。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式得、，壓控振蕩器的中心頻率為。其中C0為寄生電容，約為30pF；R1、R2的取值2)一般在10KΩ～1MΩ之間，當(dāng)頻率下限為0時(shí)R2=∞；UDD≥10V時(shí)，C1取值大于50pF；UDD≥5V時(shí)，C0？(C1)取值大于100pF。P102CD4046常用于低頻場(chǎng)合，用CD4046可實(shí)現(xiàn)倍頻、頻率合成等功能，圖示為CD4046的倍頻電路，其中CC4040為分頻器。3.4峰值、有效值測(cè)量的模擬實(shí)現(xiàn)在當(dāng)今的工程應(yīng)用和電子測(cè)量中，峰值和有效值是一項(xiàng)重要的指標(biāo)或者參量，測(cè)量方法可以分為模擬法和數(shù)字法，本文針對(duì)峰值和有效值測(cè)量的模擬實(shí)現(xiàn)及其適用的不同場(chǎng)合進(jìn)行探討。

3.4.1二極管峰值包絡(luò)檢波器

1．原理電路及工作原理下圖(a)是二極管峰值包絡(luò)檢波器的原理電路。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。

式中,ωc為輸入信號(hào)的載頻(在超外差接收機(jī)中則為中頻Ωi),Ω為調(diào)制頻率。因此，在理想情況下RC網(wǎng)絡(luò)的并聯(lián)阻抗Z應(yīng)為故RC網(wǎng)絡(luò)旁路載頻信號(hào)，通低頻調(diào)制信號(hào)，確為L(zhǎng)PF。Z(ωc)0Z(Ω)R

圖1)*

二極管峰值包絡(luò)檢波器2)*a)原理電路b)二極管導(dǎo)通(R等效=R//RS)c)二極管截止圖*

加入等幅載波時(shí)檢波器的工作過程圖

檢波器穩(wěn)態(tài)時(shí)的電流電壓波形從這個(gè)過程可以得出下列幾點(diǎn):(1)檢波過程就是1)信號(hào)源通過二極管對(duì)電容充電與電容對(duì)電阻R放電的交替重復(fù)過程。

(2)對(duì)等幅載波而言，由于放電時(shí)間常數(shù)RC遠(yuǎn)大于輸入載波周期，導(dǎo)致每一個(gè)TC內(nèi)均快沖慢放，充電時(shí)間越來越小于放電時(shí)間直至新增充電量剛好被放完，于是充放電進(jìn)入平衡狀態(tài)，為小幅交變信號(hào)2)Uo≈Um，接近高頻正弦波的正峰值。

(3)二極管脈動(dòng)電流iD與載波同頻率，包含平均分量(直流分量)Iav及3*)各次諧波分量。圖

包絡(luò)檢波器的輸出電路a、增加一個(gè)電容意味著增加一個(gè)極點(diǎn)，高通+低通=帶通，輸出包絡(luò)－低頻調(diào)制信號(hào)(等幅載波時(shí)輸出非包絡(luò))；b、二階低通，輸出直流分量。3.4.1峰值檢波電路的改進(jìn)（教材圖錯(cuò)）

基本的峰值檢波電路2)是由二極管、電容和電壓跟隨器組成，改進(jìn)后參考電路如圖所示。其原理為：當(dāng)輸入電壓正半周通過時(shí)，檢波管導(dǎo)通，對(duì)電容C充電；負(fù)半周時(shí)檢波管截止，但電容C幾乎不放電。適當(dāng)選擇電容值，使得電容兩端電壓可迅速充到VP-0.7V。二極管VD2始終導(dǎo)通，用于補(bǔ)償VD1的直流導(dǎo)通壓降，提高測(cè)量精度(直流IR2=0)；限流電阻R2取值較大以減小對(duì)輸入交流信號(hào)的分流iR2；R1對(duì)VD2限流。為隔離后級(jí)，增加一級(jí)電壓跟隨器，進(jìn)一步降低截止頻率，并保證IR2=0。此電路能夠檢測(cè)的信號(hào)頻率范圍很寬，被測(cè)信號(hào)頻率低時(shí)檢波的紋波較大，但通過模擬法進(jìn)行峰值測(cè)量時(shí)增加小電容和大電容并聯(lián)構(gòu)成的電容池可以濾除紋波。如果此電路中的二極管使用高頻二極管，就可大大提高測(cè)量范圍的頻率上限。峰值檢波電路是最基本的峰值測(cè)量方法，適合于測(cè)量中高頻段的信號(hào)。最大峰值檢測(cè)電路

在有的場(chǎng)合，需要對(duì)輸入信號(hào)電壓的峰值進(jìn)行更精確的檢測(cè)，采用負(fù)反饋峰值檢測(cè)電路即可完成該功能。峰值檢測(cè)電路實(shí)質(zhì)上是一種將輸入信號(hào)變換為峰值輸出的變換電路，下圖a)是一最大峰值檢測(cè)電路。它利用了二極管的單向?qū)щ娞匦詫?duì)電容充電并保持信號(hào)的峰值。圖b是對(duì)應(yīng)的波形圖。其中虛線為ui波形，實(shí)線為uo波形。

圖

峰值檢測(cè)電路

峰值檢測(cè)電路的實(shí)質(zhì)是當(dāng)UO達(dá)到峰值Ui1后，若后續(xù)信號(hào)沒有新峰值到來則A1始終負(fù)飽和，D1導(dǎo)通，A1形成閉環(huán)，線性范圍擴(kuò)大，只要Ui不超出線性范圍則A1重返線性放大區(qū)，始終有虛短U-=Ui，于是UA1由負(fù)飽和電平突跳為Ui-0.7<UO，故D2截止，不充電，輸出電壓將一直保持此前的最大輸入電壓Ui1，故稱保持模式；僅當(dāng)Ui>Ui1時(shí)才有A1正飽和，D1截止，D2導(dǎo)通，C被充電，因此輸出UO上升向Ui2逼近，這被稱為跟蹤模式。

當(dāng)峰值過后Ui下降并<UO時(shí)，A1再次負(fù)飽和，D1導(dǎo)通，虛短U-=Ui，A1重返線性放大區(qū)，而此時(shí)UA1已由負(fù)飽和電平突跳為Ui-0.7<UO，則D2截止，不充電，輸出UO繼續(xù)保持>Ui1；而ID1=IRf=(UO-Ui)/R≠0，Rf的作用是給D1提供一個(gè)電流通路。上述電路為正峰值檢測(cè)電路，A2的輸入偏置電流越小越好，可選FET運(yùn)放或偏置電流超低的BJT運(yùn)放。

若把二極管D1、D2反接，可構(gòu)成最大負(fù)峰值檢測(cè)電路。由正峰值和負(fù)峰值檢測(cè)電路可組成最大峰-峰值檢測(cè)電路。由于D2、A2處于A1的反饋通路上，可消除D2的導(dǎo)通電壓和A2的輸入失調(diào)電壓帶來的誤差，但要求A2的輸入偏置電流足夠低以免放電；要求A1的直流輸入誤差足夠低，輸出電流足夠大以加快充電；C作為A1的容性負(fù)載為A1電路引入了一個(gè)極點(diǎn)，所以需穩(wěn)定A1，可在幾千歐的Rf上并聯(lián)一幾十PF的補(bǔ)償小電容。實(shí)際使用時(shí)，電容C應(yīng)另接放電電路，可在C處并聯(lián)一接地的可程控MOS管，使該電路具有自動(dòng)復(fù)位功能。電容應(yīng)具備低漏電流且低介質(zhì)吸收特性,如聚苯乙烯/聚丙烯/聚四氟乙烯電容,數(shù)量級(jí)一般取nF.A2常選用低輸入偏置電流的FET運(yùn)放或超低輸入偏置電流的雙JFET(BJT)運(yùn)放.各電阻阻值在10K以內(nèi).

圖3.2.3丙類狀態(tài)轉(zhuǎn)移特性分析由于iC是ICm和導(dǎo)通角θ的函數(shù),所以它的各次諧波的振幅也是ICm和θ的函數(shù),若ICm固定,則只是θ的函數(shù),通常表示為：

IC0=ICmα0(θ),Ic1m=ICmα1(θ),Ic2m=ICmα2(θ),…(3.2.11)

其中α0(θ),α1(θ),α2(θ),…被稱為尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)。圖3.2.4給出了θ在0°～180°范圍內(nèi)的分解系數(shù)曲線和波形系數(shù)曲線。波形系數(shù)g1(θ)=

在乙類工作狀態(tài)時(shí),集電極電流是在半個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通的尖頂余弦脈沖,可以用傅氏級(jí)數(shù)展開為:

iC=IC0+Ic1mcosω0t+Ic2mcos2ω0t+…

=其中ICm是尖頂余弦脈沖的高度,即集電極電流最大值。圖6―36輸入為AM信號(hào)時(shí)檢波器的輸出波形圖圖6―37輸入為AM信號(hào)時(shí),檢波二極管的電壓及電流波形圖6―38包絡(luò)檢波器的輸出電路a高通，輸出包絡(luò)－低頻調(diào)制信號(hào)；b低通，輸出直流分量。

2．性能分析

1)傳輸系數(shù)Kd

檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率,是用來描述檢波器對(duì)輸入已調(diào)信號(hào)的解調(diào)能力或效率的一個(gè)物理量。若輸入載波電壓振幅為Um,輸出直流電壓為Uo,則Kd定義為(6―43a)(6―43b)

由于輸入大信號(hào),檢波器工作在大信號(hào)狀態(tài),二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波,采用理想的高頻濾波,并以通過原點(diǎn)的折線表示二極管特性(忽略二極管的導(dǎo)通電壓VP),則由圖6―35有:(6―44)(6―45)

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ為電流通角,iD是周期性余弦脈沖,其平均分量I0為式中,α0(θ)、α1(θ)為電流分解系數(shù)。由式(6―43(a))和圖6―35可得基頻分量為

(6―46)(6―47)(6―48)

由此可見,檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數(shù),求出θ后,就可得Kd。由式(6―46)Uo=I0R,有(6―49)等式兩邊各除以cosθ,可得(6―50)

當(dāng)gDR很大時(shí),如gDR≥50時(shí),tanθ≈θ-θ3/3,代入式(6-50),有(6―51)

圖6―39Kd～gDR關(guān)系曲線圖

圖6―40濾波電路對(duì)Kd的影響2)等效輸入電阻Ri

由于二極管在大部分時(shí)間處于截止?fàn)顟B(tài),僅在輸入高頻信號(hào)的峰值附近才導(dǎo)通,所以檢波器的瞬時(shí)輸入電阻是變化的。圖6―41檢波器的輸入阻抗檢波器的前級(jí)通常是一個(gè)調(diào)諧在載頻的高Q值諧振回路,檢波器相當(dāng)于此諧振回路的負(fù)載。為了研究檢波器對(duì)前級(jí)諧振回路的影響,故定義檢波器等效輸入電阻

(6.4.3)

其中Uim是輸入等幅高頻載波的振幅。根據(jù)圖6.4.2,若ui是等幅高頻載波,則流經(jīng)二極管電流應(yīng)是高頻窄尖頂余弦脈沖序列,I1m即為其中基波分量的振幅,而輸出uo應(yīng)是電平為Uo的直流電壓。顯然,檢波器對(duì)前級(jí)諧振回路等效電阻的影響是并聯(lián)了一個(gè)阻值為Ri的電阻，它直接并入輸入回路,影響著回路的有效Q值及回路阻抗。

按照尖頂余弦脈沖序列的分析方法,可以求得I1m與Uim的關(guān)系式,從而可得到:

Ri≈(6.4.4)

上式也可以利用功率守恒的原理求出。因檢波器輸入功率為

,輸出功率為,若忽略二極管上的功率損耗,則輸入功率應(yīng)與輸出功率相等,考慮到ηd→1,由此也可得到式(6.4.4)。

3．檢波器的失真

1)惰性失真在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時(shí)常數(shù)。圖6―42惰性失真的波形

為了避免產(chǎn)生惰性失真,必須在任何一個(gè)高頻周期內(nèi),使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡(luò)的下降速度,即

如果輸入信號(hào)為單音調(diào)制的AM波,在t1時(shí)刻其包絡(luò)的變化速度為(6―55)(6―56)

二極管停止導(dǎo)通的瞬間,電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡(luò)值,即uC=Um(1+mcosΩt)。從t1時(shí)刻開始通過R放電的速度為將式(6―56)和式(6―57)代入式(6―55),可得

實(shí)際上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,為避免產(chǎn)生惰性失真,必須保證A值最大時(shí),仍有Amax≤1。故令da／dt1=0,得代入式(6―58),得出不失真條件如下:(6―59)(6―60)(6―61)2)底部切削失真底部切削失真又稱為負(fù)峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后,輸出電壓的波形如圖6―43(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負(fù)載不同引起的。因?yàn)镃g較大,在音頻一周內(nèi),其兩端的直流電壓基本不變,其大小約為載波振幅值UC,可以把它看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產(chǎn)生分壓。在電阻R上的壓降為

(6―62)圖6―43底部切削失真調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m),由圖6―43可以看出,要避免底部切削失真,應(yīng)滿足(6―63)(6―64)圖6―44減小底部切削失真的電路

根據(jù)上面諸問題的分析,檢波器設(shè)計(jì)及元件參數(shù)選擇的原則如下:

(1)回路有載QL值要大,(2)為載波周期

(3)(4)(5)

4．實(shí)際電路及元件選擇圖6―45檢波器的實(shí)際電路

3參數(shù)設(shè)計(jì)為了使二極管峰值包絡(luò)檢波器能正常工作,避免失真,必須根據(jù)輸入調(diào)幅信號(hào)的工作頻率與調(diào)幅指數(shù)以及實(shí)際負(fù)載RL,正確選擇二極管和R、C、Cc的值。例6.3給出了一個(gè)設(shè)計(jì)范例。例6.3已知普通調(diào)幅信號(hào)載頻fc=465kHz,調(diào)制信號(hào)頻率范圍為300Hz～3400Hz,Ma=0.3,RL=10kΩ,如何確定圖6.4.5所示二極管峰值包絡(luò)檢波器有關(guān)元器件參數(shù)?

解：一般可按以下步驟進(jìn)行:

1)檢波二極管通常選正向電阻小(500Ω以下)、反向電阻大(500kΩ以上)、結(jié)電容小的點(diǎn)接觸型鍺二極管,注意最高工作頻率應(yīng)滿足要求。

2)RC時(shí)間常數(shù)應(yīng)同時(shí)滿足以下兩個(gè)條件:①電容C對(duì)載頻信號(hào)應(yīng)近似短路,故應(yīng)有,通常取

;②為避免惰性失真,應(yīng)有RC≤

。代入已知條件,可得(17～34)×10-6≤RC≤0.15×10-3

3)設(shè)=0.2,則R1=,R2=。為避免底部切割失真,應(yīng)有Ma≤,其中R′=R1+。代入已知條件,可得R≤63kΩ。因?yàn)闄z波器的輸入電阻Ri不應(yīng)太小,而Ri=,所以R不能太小。取R=6kΩ,另取C=0.01μF,這樣,RC=0.06×10-3,滿足上一步對(duì)時(shí)間常數(shù)的要求。因此,R1=1kΩ,R2=5kΩ。

4)Cc的取值應(yīng)使低頻調(diào)制信號(hào)能有效地耦合到RL上,即滿足:或取Cc=47μF

在集成電路里常采用由三極管包絡(luò)檢波器組成的差分電路,如圖6.4.6所示。其工作原理與二極管峰值包絡(luò)檢波器相似,讀者可自行分析,注意它的輸入電阻很大。3.4.2真有效值檢波對(duì)真有效值測(cè)量的評(píng)價(jià)指標(biāo)主要有線性工作范圍(幅度自變量的定義域)、峰值因數(shù)容量、準(zhǔn)確性、帶寬(頻率自變量的定義域)和頻響等：線性工作范圍指的是在滿足有效值轉(zhuǎn)換精度要求下，真有效值檢波的最大輸出值和最小輸出值的差值(值域=定義域)，該值越大越好；峰值因數(shù)指的是信號(hào)的峰值和有效值的比值，不同形式的信號(hào)有不同的峰值因數(shù)，如方波的峰值因數(shù)最小為1，正弦波的峰值因數(shù)為？；對(duì)于高峰值因數(shù)信號(hào)仍能得到準(zhǔn)確測(cè)量結(jié)果的能力，就是峰值因數(shù)容量。從真有效值檢波的工作原理可以分為線性有效值檢波器、對(duì)數(shù)有效值檢波器和數(shù)字有效值檢波器。交流信號(hào)的有效值用公式表示為：通常采用的真有效值檢波芯片測(cè)量有效值的方案實(shí)際上是基于此公式來實(shí)現(xiàn)的，因此實(shí)質(zhì)屬于有效值測(cè)量的數(shù)字方法，但實(shí)際應(yīng)用時(shí)只需在真有效值檢波芯片的外圍添加適當(dāng)?shù)碾娮?、電容即可?shí)現(xiàn)，不需要在FPGA內(nèi)部設(shè)置邏輯，因此在本文中作一簡(jiǎn)單介紹。典型的真有效值/直流轉(zhuǎn)換芯片有AD636、AD637、AD736和AD737。AD637的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖所示，使用AD637在測(cè)量峰值系數(shù)高達(dá)10的信號(hào)時(shí)附加誤差僅為1%，且外圍元件少、頻帶寬。對(duì)于有效值為200mv的信號(hào)，-3dB帶寬為600KHz；對(duì)于有效值為1V的信號(hào)，-3dB帶寬為8MHz。同時(shí)，AD637可對(duì)輸入信號(hào)的電平以dB形式表示，能夠計(jì)算多種波形的有效值、平均值、均方值和絕對(duì)值。該方案硬件簡(jiǎn)單，而且精度很高，效果理想。AD637的內(nèi)部結(jié)構(gòu)包括有源整流器(即絕對(duì)值電路)、平方/除法器、濾波放大器、獨(dú)立的緩沖放大器(緩沖放大器既可以作為輸入緩沖用，也可以構(gòu)成有源濾波器來濾除紋波，提高測(cè)量準(zhǔn)確度)、偏置電路五部分。AD637的基本應(yīng)用電路如圖所示。3.5AGC電路

AGC是自動(dòng)增益控制電路的簡(jiǎn)稱，廣泛用于收音機(jī)、電視機(jī)的信號(hào)接收和電平處理，如語音信號(hào)處理時(shí)需要自動(dòng)控制音量的大小、高頻信號(hào)處理時(shí)需要對(duì)無源低通濾波器進(jìn)行衰減補(bǔ)償?shù)取?/p>

AGC電路的特點(diǎn)為：當(dāng)輸入信號(hào)較強(qiáng)時(shí)自動(dòng)降低增益，而當(dāng)信號(hào)較弱時(shí)自動(dòng)增高增益，從而保證輸出信號(hào)幅值的相對(duì)穩(wěn)定。AGC電路大致上可以分為三種：前饋、反饋和混合型，其結(jié)構(gòu)分別如圖3-17所示：其中前饋電路收斂比反饋的要快，但是不穩(wěn)定；混合型克服了前饋和反饋電路的缺點(diǎn)，尤其適合用于快速衰落信道，但是電路復(fù)雜，功耗大，調(diào)試?yán)щy。通常采用反饋型AGC，主要有以下介紹的幾種實(shí)現(xiàn)方案。場(chǎng)效應(yīng)管和運(yùn)放實(shí)現(xiàn)

單片機(jī)控制實(shí)現(xiàn)

可變?cè)鲆娣糯笃鲗?shí)現(xiàn)

3.5.1場(chǎng)效應(yīng)管和運(yùn)放實(shí)現(xiàn)信號(hào)進(jìn)入AGC電路后，放大電路輸出的交流電壓經(jīng)二極管和RC電路構(gòu)成的包絡(luò)檢波器后，輸出一個(gè)隨平均電壓變化的電壓，用此電壓控制工作于可變電阻區(qū)的場(chǎng)效應(yīng)管的柵極，改變場(chǎng)效應(yīng)管的導(dǎo)通電阻，使放大倍數(shù)受輸入信號(hào)大小控制，從而實(shí)現(xiàn)了輸出幅度的自動(dòng)調(diào)整。這種實(shí)現(xiàn)方法電路簡(jiǎn)單，但頻帶范圍較窄、精度低、輸出波形也不理想。由于人耳的靈敏度不高，較適合于語音信號(hào)的音量自動(dòng)調(diào)節(jié)。場(chǎng)效應(yīng)管選用2N3686，N溝道，Vgs必須是負(fù)值。當(dāng)Vgs由0向負(fù)向增大時(shí)，管子溝道變窄，導(dǎo)通電阻增大，放大倍數(shù)減小。故在運(yùn)放輸出進(jìn)行負(fù)向檢波，得到負(fù)直流控制電壓，兩個(gè)3M的電阻可使管子?xùn)艠O電流小，并有高頻扼流功能，47uf的電容用于去紋波。3.5.2單片機(jī)控制實(shí)現(xiàn)CPU對(duì)VO進(jìn)行A/D采樣，并通過程序?qū)AC的增益進(jìn)行調(diào)節(jié)。將輸入交流信號(hào)作為高速D/A的基準(zhǔn)電壓，這時(shí)的D/A成為程控衰減器，即數(shù)字式AGC；輸入、輸出端交換后轉(zhuǎn)為程控放大器。

理論上講，只要D/A速度夠快、精度夠高，就可以實(shí)現(xiàn)寬帶、大范圍的精密增益調(diào)節(jié)，但是需要對(duì)輸出的電壓值VO進(jìn)行不間斷的采樣；而且D/A轉(zhuǎn)換器的位數(shù)直接決定了AGC電路輸出的穩(wěn)定度，硬件組成方面比較復(fù)雜；另外，最后的數(shù)字量和最后的增益(dB)不成線形關(guān)系而成指數(shù)關(guān)系，造成增益調(diào)節(jié)不均勻，精度下降。3.5.3可變?cè)鲆娣糯笃鲗?shí)現(xiàn)美國(guó)AD公司有兩款常用的控制電壓VG和對(duì)數(shù)增益(dB)成線性關(guān)系的可變?cè)鲆娣糯?VGA)芯片：AD600和AD603，可以通過控制電壓來控制放大器的增益，從而實(shí)現(xiàn)增益自動(dòng)控制。其中的AD600為雙通道、低噪聲、寬頻帶、高精密的VGA，并具有優(yōu)良的溫度特性。但對(duì)控制電壓非常敏感，微小的電壓波動(dòng)就能造成輸出波形上下起伏，所以難點(diǎn)就是盡量濾除控制電壓VG的紋波及干擾，這樣，屏蔽和抗干擾措施就很重要。

AD600可用于超聲波和聲納時(shí)間－增益控制、精密VGA、高性能音頻和射頻AGC電路，以及高精度信號(hào)測(cè)量等系統(tǒng)。AD600內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖AD600是共用同一基準(zhǔn)源的具有可單獨(dú)進(jìn)行增益控制的雙通道VGA芯片，每個(gè)通道由一個(gè)可通過外部反饋電路設(shè)置固定增益(GF＝41.07dB)的放大器提供基本增益、0~–42.14dB的寬帶壓控精密無源衰減器和32dB/V的線性增益控制電路構(gòu)成。最大增益誤差為0.5dB，增益范圍為-1.07dB到+41.07dB(記為0~40dB)，基本增益為：G(dB)=32VG+20。其中，VG為差分輸入控制電壓，范圍為-0.625V～+0.625V,G=±20+20=0~40dB。AD603

AD603是繼AD600后推出的單通道寬頻帶、低噪聲、低畸變、高增益精度的VGA芯片，可用于RF/IF系統(tǒng)中的AGC電路、視頻增益控制、A/D范圍擴(kuò)展和信號(hào)測(cè)量等系統(tǒng)中，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖與AD600類似。使用時(shí)有幾點(diǎn)值得注意：

(1)輸入信號(hào)VIN必須差分輸入3、4腳(4腳接地為單端輸入)，否則影響精度。在±5V電源供電時(shí)，最大輸入為1Vrms。

(2)輸入阻抗為100Ω，在某些應(yīng)用場(chǎng)合下，需要在輸入端加一級(jí)緩沖器或預(yù)放大器(含緩沖功能)用以阻抗匹配；

(3)容易自激，電源和地之間加去耦電容，各級(jí)電源之間加電感線圈隔離；

(4)對(duì)容性負(fù)載CL敏感，當(dāng)用同軸電纜(等效電容)連接輸出時(shí)，宜加緩沖器隔離，隔離后

CL的源內(nèi)阻R=0，對(duì)應(yīng)無窮遠(yuǎn)的極點(diǎn)，不再影響電路的幅頻、相頻特性曲線。

(5)若在5腳上加接4.7μF電容接地，可適當(dāng)提升高頻分量(此時(shí)已不具電容效應(yīng)，阻抗增大)，改善幅頻特性。AD603的反饋網(wǎng)絡(luò)有三種典型的接法，不同接法其增益范圍亦相應(yīng)不同，同時(shí)帶寬也有所變化，如圖所示：反饋網(wǎng)絡(luò)不同接法及相應(yīng)的增益范圍和*帶寬單個(gè)AD603的增益為：。其中，VG為差分輸入控制電壓(V)，范圍為-0.5V～+0.5V。G0是增益起點(diǎn),接不同的反饋網(wǎng)絡(luò)有所不同，在上面三種接法中分別為10dB、20dB、30dB，可見下限分別為為-10、0、10dB，間距10dB。

圖3)

加入等幅載波時(shí)二極管半峰值檢波器的工作過程AD603構(gòu)成的AGC電路采用雙電源供電的AD603利用反饋控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)的AGC電路如圖所示，該方式具有負(fù)增益和最寬的頻帶.電路增益由1、2腳間的電位差VG控制，二者之間的關(guān)系為：2腳接固定參考電壓，1腳電壓由后級(jí)峰值檢測(cè)電路提供。2N3906和幾個(gè)外圍電阻組成一個(gè)IQ1＝300uA左右的恒流源，而2N3904完成的是負(fù)峰值半波檢波。假設(shè)AD603輸出直流分量=0，穩(wěn)態(tài)時(shí)IQ1=IC2的平均值IC2Q。VT2(共基組態(tài)，靜態(tài)時(shí)截止)的be結(jié)在Ve≤-0.7V時(shí)導(dǎo)通箝位，當(dāng)輸入信號(hào)峰值突然減小時(shí)，脈動(dòng)電流Ie2m=[-0.7-(-Vop)]/R5=(Vop-0.7)/R5降低－脈動(dòng)電流Ic2m=Ie2m減小(峰值、平均值IC2Q均減小)－就直流而言I充=(I恒-IC2Q)增大，反饋電壓VC2Q=V1增大，AD603的1、2腳間電位差－控制電壓VG增大，電路增益提高，輸出信號(hào)峰值開始回升－IC2m增大－ICQ2

增大－I充減?。答侂妷篤C2Q上升趨緩，電路增益的提升也隨之變慢，直至IC2Q=I恒時(shí)I充=0－反饋電壓在高于前穩(wěn)態(tài)的位置建立起新穩(wěn)態(tài)，電路增益將被穩(wěn)定在更高的位置，于是輸出信號(hào)幅度得以幾乎回歸原狀，體現(xiàn)了負(fù)反饋穩(wěn)定被取樣輸出量的意義。反之當(dāng)輸入信號(hào)峰值突然增大時(shí)，C2放電直至IC1Q=I恒－輸出幅度仍將被拉回原狀。脈動(dòng)電流Ic2m中的交流分量被C2濾波，其殘部以紋波的形式與VC2Q疊加，故穩(wěn)態(tài)時(shí)反饋電壓Vc2體現(xiàn)為以直流VC2Q為中心微幅波動(dòng)－輸出信號(hào)峰值以目標(biāo)值為中心微幅波動(dòng)，達(dá)到動(dòng)態(tài)平衡(C2的端口等效電阻應(yīng)該較小以便和C2共同構(gòu)成一個(gè)低截止頻率的LPF)。由電位器R4調(diào)整恒流源的大小可修改穩(wěn)態(tài)幅度值，調(diào)R5可加速到達(dá)穩(wěn)態(tài)；為使電路帶寬達(dá)到較大值，在設(shè)計(jì)時(shí)降低了信號(hào)輸出幅度。經(jīng)測(cè)試該電路信號(hào)無明顯失真時(shí)通帶范圍為：50Hz～13MHz；輸出信號(hào)有效值為500mV；信號(hào)在6MHz以下輸出幅度平坦，到10MHz時(shí)信號(hào)有效值上揚(yáng)30mV，到15MHz時(shí)信號(hào)有效值上揚(yáng)60mV。這是由AD603的頻率響應(yīng)特性(如P108圖3-22所示)決定的。輸入信號(hào)峰峰值在400mV～7V時(shí)輸出幅度很穩(wěn)定。在要求高增益的場(chǎng)合，可采用兩片或多片AD603級(jí)聯(lián)的形式，級(jí)間通常采用電容耦合。在級(jí)聯(lián)應(yīng)用中，有兩種增益控制連接方式，即順序控制方式和并聯(lián)控制方式，可根據(jù)實(shí)際應(yīng)用情況選擇，其選擇取決于是要獲得最高即時(shí)信噪比還是優(yōu)化增益誤差波動(dòng)。采用兩片AD603以并聯(lián)控制方式連接設(shè)計(jì)的AGC電路如圖3-23所示。電路工作在模式二狀態(tài)下，輸出幅度為1.2Vrms，增益范圍為+3～+75dB，頻帶不小于20MHz。AD603級(jí)聯(lián)構(gòu)成的AGC電路

當(dāng)AD603的第5、7引腳通過一個(gè)電阻相連時(shí)，提供增益在1dB～＋41dB范圍內(nèi)。兩個(gè)AD603的第2引腳直接通過基準(zhǔn)電壓分壓以控制增益，后級(jí)由三極管組成一個(gè)負(fù)峰值半波檢波電路得到VAGC，當(dāng)VAGC的大小剛好在5.5V到6.5V之間時(shí)，VAGC通過1腳進(jìn)行程控，如果用示波器的交流檔觀察，可以發(fā)現(xiàn)是一個(gè)正弦交流信號(hào)(高次諧波分量殘留低)，其幅度隨輸入信號(hào)幅度變化而變化，從而起到自動(dòng)調(diào)節(jié)增益的目的？。VOUT為正半周且>4.3V時(shí)VT2截止、VOUT<4.3V時(shí)(含負(fù)半周)VT2導(dǎo)通。反饋電壓進(jìn)入并保持穩(wěn)定狀態(tài)的條件：在一個(gè)周期內(nèi)VT2中脈動(dòng)電流的平均值必須=IC1，則分流到C3的直流電流=0，不充電又不放電，VC3Q就穩(wěn)定了，但還有殘余交流。IB1=(9.3-5)/R2-0.7/R1=4.3/3.83K-0.7/1.24K；IC1=BIB1。若AD603的輸出幅度太小以致于不滿足該條件，則表明此時(shí)尚未進(jìn)入穩(wěn)態(tài)－VT2導(dǎo)通不充分，分流到C3的充電電流大，VAGC于是迅速上升，導(dǎo)致增益提高，VT2導(dǎo)通程度加深，脈動(dòng)電流IC2的平均值向IVT1逼近，最終使VT2充分導(dǎo)通，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。可見，這是一個(gè)負(fù)反饋問題。適當(dāng)選擇R2使?jié)M足VOUT

＝VBE+VR2=1.2V(即VR2=500mV)時(shí)，VOUT在較寬的溫度范圍內(nèi)將是穩(wěn)定的。由于VT2、R2和VT1的配合使用，在很寬的溫度范圍內(nèi)將使VOUT保持穩(wěn)定。C2用于改善頻率特性。由于AD603在±5V供電時(shí)最大輸出只能達(dá)到6～7V的峰峰值，要提高輸出幅值，應(yīng)在后級(jí)增加一個(gè)同相放大器?？紤]到輸出信號(hào)的幅度以及帶負(fù)載能力，該電路的運(yùn)算放大器使用寬頻帶，高精度運(yùn)放MAX477?？垢蓴_措施自動(dòng)增益控制(AGC)放大器是一個(gè)容易出問題的地方，不管是發(fā)射還是接收電路都會(huì)有AGC放大器。由于AGC電路有一個(gè)相當(dāng)寬的帶寬，這會(huì)導(dǎo)致某些關(guān)鍵電路上的AGC放大器很容易引入噪聲。

設(shè)計(jì)AGC線路必須遵守良好的模擬電路設(shè)計(jì)技術(shù)，而這跟很短的運(yùn)放輸入引腳和很短的反饋路徑有關(guān)，這兩處都必須遠(yuǎn)離RF、IF或高速數(shù)字信號(hào)走線；同樣，良好的接地也必不可少，而且芯片的電源必須得到良好的去耦。如果必須要在輸入或輸出端走一根長(zhǎng)線，那么最好是在輸出端，通常輸出端的阻抗要低得多，不容易感應(yīng)噪聲；通常信號(hào)電平越高，就越容易把噪聲引入到其它電路。

在所有PCB設(shè)計(jì)中，盡可能將數(shù)字電路遠(yuǎn)離模擬電路是一條總的原則，它同樣也適用于RF

PCB設(shè)計(jì)。公共模擬地和用于屏蔽和隔開信號(hào)線的地通常是同等重要的。因此在設(shè)計(jì)早期階段，仔細(xì)的計(jì)劃、考慮周全的元器件布局和徹底的布局評(píng)估都非常重要，由于疏忽而引起的設(shè)計(jì)更改將可能導(dǎo)致一個(gè)即將完成的設(shè)計(jì)又必須推倒重來。

同樣應(yīng)使RF線路遠(yuǎn)離模擬線路和一些很關(guān)鍵的數(shù)字信號(hào)，所有的RF走線、焊盤和元件周圍應(yīng)盡可能多填接地銅皮，并盡可能與主地相連。3.6功率放大電路很多系統(tǒng)需要對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行放大，以便提高帶負(fù)載能力、驅(qū)動(dòng)后級(jí)電路，因此要對(duì)其進(jìn)行功率放大。功率放大電路種類繁多，按原理分可分為甲類、乙類推挽、丙類諧振功率放大器等，可由三極管或集成運(yùn)放芯片實(shí)現(xiàn)，應(yīng)根據(jù)不同的功率放大指標(biāo)，選擇不同的方案。甲類功率放大器中，在輸入信號(hào)的一個(gè)完整的周期內(nèi)三極管都是導(dǎo)通的，因而可保證無失真的電壓輸出，故甲類功率放大器有利于小信號(hào)的功率放大。缺點(diǎn)是晶體管的靜態(tài)工作點(diǎn)較高，靜態(tài)損耗相對(duì)較大，效率比較低。當(dāng)信號(hào)頻帶較寬時(shí)，可采用乙類推挽放大器。乙類推挽功率放大電路由功率對(duì)管搭建而成，Q點(diǎn)=0。在輸入信號(hào)的一個(gè)周期內(nèi)，兩管半周期輪流導(dǎo)通，導(dǎo)通角=180，減小了單個(gè)管子的靜態(tài)損耗，具有較高的輸出功率與效率。同時(shí)由于電路的對(duì)稱性，可以在輸出負(fù)載端得到完整的雙極性波形，但因?yàn)楣茏拥姆蔷€性會(huì)出現(xiàn)交越失真，為此管子的導(dǎo)通角應(yīng)略大于180－改進(jìn)為甲乙類。

丙類功放管子導(dǎo)通角<180，放大器輸出的是余弦脈沖，需要利用諧振網(wǎng)絡(luò)選頻提取基波分量進(jìn)行功率放大。缺點(diǎn)是諧振回路只能實(shí)現(xiàn)窄帶選頻，適合于對(duì)載波信號(hào)或高頻已調(diào)波信號(hào)進(jìn)行選頻放大。OCL(無輸出電容)功率放大電路反饋網(wǎng)絡(luò)為Ra1、R6，與VD1不相交。電壓串聯(lián)負(fù)反饋：穩(wěn)定直流VB=0并改善交流頻響－AVF=1+Ra1/R6。由于不用輸出電容，需雙電源供電。輸出管VT1、VT2均為射極跟隨器，輸出電阻小，可匹配小負(fù)載，但不能放大電壓，因此要求激勵(lì)電壓的幅度已足夠大。靜態(tài)工作點(diǎn)的設(shè)置R7接地－V+=0，虛短－V-=0，設(shè)電路參數(shù)完全對(duì)稱，靜態(tài)時(shí)VB=0(即使不完全對(duì)稱或有其他變化，通過深負(fù)反饋也能使VB=V+*AVF重新歸0，故通過調(diào)Ra1并配合調(diào)R1可實(shí)現(xiàn)之)，被稱為“交流零點(diǎn)”，靜態(tài)時(shí)運(yùn)放輸出V6=VB/第二級(jí)增益=0。電路的靜態(tài)工作點(diǎn)主要由IR1決定，IR1過小會(huì)使三極管工作在乙類狀態(tài)，輸出信號(hào)交越失真；IR1過大會(huì)增加靜態(tài)功耗，降低功放效率。對(duì)數(shù)瓦的功放一般IR1＝1～3mA以保證三極管工作在甲乙類狀態(tài)。設(shè)Ra2=0，則IR1=(VCC-VD)/(R1+Ra2)=(12-0.7)/3.9K=2.8mA由于功放級(jí)要求輸入幅度足夠大的激勵(lì)電壓，故前置級(jí)使用CFB型運(yùn)放AD811組成同相放大器。后級(jí)的功率對(duì)管構(gòu)成甲乙類功率推挽輸出形式提供負(fù)載的驅(qū)動(dòng)電流。通過D1、D2的電壓鉗位理論上可完成兩功率管的微導(dǎo)通以克服交越失真；通過微調(diào)電位器Ra2實(shí)現(xiàn)上下電路的完全對(duì)稱并幫助實(shí)現(xiàn)微導(dǎo)通，調(diào)試時(shí)Ra2由0遞增以免損壞三極管；在功放輸出端串接R5是為了實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸。為保護(hù)晶體管及穩(wěn)定B點(diǎn)輸出電流，并改善功放性能，輸出級(jí)－射極跟隨器串接了6.8Ω的小電阻－形成電流串聯(lián)負(fù)反饋的同時(shí)不至于損失太多的輸出電壓，保證輸出信號(hào)波形對(duì)稱。三極管參數(shù)的選擇兩管輸出的最大功率POM=1.25輸出功率PLM三極管最大集電極功耗PCM1=0.25POM要求三極管：PCM≥PCM1V(BR)CEO≥2VCC(OCL功放)V(BR)CEO≥VCC(OTL功放)

集電極峰值電流Icm=2POM/VCC≤0.7ICM實(shí)驗(yàn)測(cè)試，整個(gè)電路的輸出阻抗小于15Ω，通頻帶大于10MHz，且?guī)?nèi)平坦，通帶波紋小于0.1dB；空載時(shí)可在0～10MHz范圍內(nèi)無失真輸出峰峰值為20V的正弦信號(hào)；輸出端接50Ω負(fù)載時(shí)，無失真的最大輸出峰峰值可達(dá)10V，并且在峰峰值為10V的輸出狀態(tài)下，頻率大于2MHz仍無失真現(xiàn)象，效果良好。需要注意的是，同相放大電路中的AD811放大倍數(shù)不能太大，否則芯片會(huì)存在一定程度的發(fā)熱。AD811AD811是美國(guó)模擬器件公司推出的一種寬帶電流反饋視頻運(yùn)算放大器。增益G=+1時(shí)，-3dB帶寬140MHz；增益G=+2時(shí)，-3dB帶寬120MHz；增益G=10時(shí)，-3dB帶寬可達(dá)100MHz。電壓轉(zhuǎn)換速率(即壓擺率)為2500V/us。輸入阻抗為1.5兆歐，輸出阻抗為11歐姆。采用15V電源、負(fù)載為200歐姆時(shí)，輸出的電壓峰峰值可以達(dá)到25V，有較強(qiáng)的后級(jí)驅(qū)動(dòng)能力，因此常用于功率放大電路中。采用AD811實(shí)現(xiàn)的另一種簡(jiǎn)單功率放大電路如圖3-25所示，通過采用兩片AD811并聯(lián)組成橋式功率放大，驅(qū)動(dòng)后級(jí)負(fù)載。VO1=(1+R2/R1)Vi，IF1=Vi/R1；

VO2=(-R6/R4)Vi，IF2=Vi/R4VO=(1+R2/R1+R6/R4)Vi；

IA1=IF1+IL=Vi/R1+IL<IAMIA2=-(IF2+IL)=-(Vi/R4+IL)<IAM

要求IL=VO/RL<Iomax以免AD811飽和。在電子設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)中，較少涉及電力系統(tǒng)，因此對(duì)信號(hào)的功率放大要求不是很高，因此本文僅對(duì)系統(tǒng)中較常使用的簡(jiǎn)單功率放大電路進(jìn)行介紹。實(shí)際應(yīng)用中的功率放大電路遠(yuǎn)不會(huì)如此簡(jiǎn)單，除了復(fù)雜的電路構(gòu)成外，還涉及到環(huán)境因素對(duì)功率放大電路的影響等諸多因素，這些在此無法盡訴，需要設(shè)計(jì)者從實(shí)際實(shí)驗(yàn)中慢慢探索。3.7步進(jìn)電機(jī)的驅(qū)動(dòng)與控制步進(jìn)電機(jī)是將電脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)榻俏灰苹蚓€位移的開環(huán)控制元件。在不超載的情況下，電機(jī)的轉(zhuǎn)速和停止的位置只取決于脈沖信號(hào)的頻率和脈沖數(shù)，而不受負(fù)載變化的影響，即給電機(jī)加一個(gè)脈沖信號(hào)，電機(jī)就轉(zhuǎn)過一個(gè)步距角。這一線性關(guān)系的存在，加上步進(jìn)電機(jī)只有周期性的誤差而無累積誤差等特點(diǎn)，使得在速度、位置等控制領(lǐng)域用步進(jìn)電機(jī)來控制變的非常的簡(jiǎn)單。目前比較常用的步進(jìn)電機(jī)分為：反應(yīng)式步進(jìn)電機(jī)、永磁式步進(jìn)電機(jī)、混合式步進(jìn)電機(jī)和單相式步進(jìn)電機(jī)等，其中混合式步進(jìn)電機(jī)是應(yīng)用最廣泛的。步進(jìn)電機(jī)的相數(shù)是指電機(jī)內(nèi)部的線圈組數(shù)，根據(jù)步進(jìn)電機(jī)的相數(shù)還可以分為：二相、三相、四相、五相等。3.7.1步進(jìn)電機(jī)概述使用步進(jìn)電機(jī)前應(yīng)了解步進(jìn)電機(jī)的一些特性，像：步進(jìn)電機(jī)必須工作在一定的溫度范圍內(nèi)，溫度過高會(huì)導(dǎo)致電機(jī)的磁性材料退磁，從而導(dǎo)致力矩下降，甚至出現(xiàn)失步現(xiàn)象；步進(jìn)電機(jī)的力矩會(huì)隨著轉(zhuǎn)動(dòng)速度的升高而下降。步進(jìn)電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)，電機(jī)各相繞組的電感將形成一個(gè)反向電動(dòng)勢(shì)，頻率越高，反向電動(dòng)勢(shì)越大，在它的作用下，電機(jī)隨頻率(或速度)的增大而相電流減小，從而導(dǎo)致力矩下降；一般步進(jìn)電機(jī)的精度為步進(jìn)角的3～5％，而且不會(huì)隨著電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)累積，即前面所提到的只有周期性誤差而無累計(jì)誤差。步進(jìn)電機(jī)的主要技術(shù)參數(shù)(1).步距角精度。步進(jìn)電機(jī)每轉(zhuǎn)過一個(gè)步距角的實(shí)際值與理論值的誤差，用百分比表示，即：誤差/步距角×100%。步進(jìn)電機(jī)的不同運(yùn)行拍數(shù)其值不同。(2).失步。電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)運(yùn)轉(zhuǎn)的步數(shù)不等于理論上的步數(shù)，稱之為失步。(3).失調(diào)角。失調(diào)角是指轉(zhuǎn)子齒軸線偏移定子齒軸線的角度。電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)必定存在失調(diào)角，由失調(diào)角產(chǎn)生的誤差，采用細(xì)分驅(qū)動(dòng)是不能解決的。(4).最大空載啟動(dòng)頻率，即步進(jìn)電機(jī)在空載情況下能夠正常啟動(dòng)的脈沖頻率。步進(jìn)電機(jī)的主要技術(shù)參數(shù)(5).最大空載運(yùn)行頻率。電機(jī)在某種驅(qū)動(dòng)形式、電壓及額定電流下，電機(jī)不帶負(fù)載的最高轉(zhuǎn)速頻率。(6).運(yùn)行矩頻特性。電機(jī)在某種測(cè)試條件下測(cè)得運(yùn)行中輸出力矩與頻率關(guān)系的曲線稱為運(yùn)行矩頻特性，這是電機(jī)諸多動(dòng)態(tài)曲線中最重要的，也是電機(jī)選擇的3.7.2步進(jìn)電機(jī)的控制原理通常用到的步進(jìn)電機(jī)大都是三相或者四相的，本文以四相電機(jī)為例。圖3-27所示為電機(jī)內(nèi)部原理圖，步進(jìn)電機(jī)兩個(gè)相鄰磁極之間的夾角為45°線圈繞過相對(duì)的兩個(gè)磁極構(gòu)成一相(A－A、B－B、C－C、D－D)，磁極上有均勻分布的矩形小齒，轉(zhuǎn)子上沒有繞組，但是有小齒均勻分布在其圓周上。當(dāng)某個(gè)繞組通電時(shí)，相應(yīng)的兩個(gè)磁極就分別形成了N-S極，產(chǎn)生磁場(chǎng)，并與轉(zhuǎn)子形成磁路。這時(shí)如果定子的小齒與轉(zhuǎn)子的小齒沒有對(duì)齊，則在磁場(chǎng)的作用下轉(zhuǎn)子將轉(zhuǎn)動(dòng)一定的角度，使轉(zhuǎn)子齒與定子齒對(duì)齊，從而步進(jìn)電機(jī)就實(shí)現(xiàn)了向前“走”了一步。3.7.3步進(jìn)電機(jī)的的控制如果給繞組施加有序的脈沖電流就可以控制電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)起來，從而實(shí)現(xiàn)電脈沖信號(hào)到角度的轉(zhuǎn)換。轉(zhuǎn)動(dòng)的角度大小與施加的脈沖數(shù)成正比，轉(zhuǎn)動(dòng)的速度與脈沖的頻率成正比，而轉(zhuǎn)動(dòng)的方向則與脈沖順序有關(guān)。電流脈沖的施加方式電流脈沖的施加方式有三種，下面仍用四相步進(jìn)電機(jī)為例介紹：(1).四相單四拍方式(按照單相繞組施加電流脈沖)正轉(zhuǎn)：－>A－>B－>C－>D－>；反轉(zhuǎn)：－>A－>D－>C－>B－>；(2).四相雙四拍方式(按照雙相繞組施加電流脈沖)正轉(zhuǎn)：－>AB－>BC－>CD－>DA－>；反轉(zhuǎn)：－>AD－>DC－>CB－>BA－>；(3).四相八拍方式(單相繞組和雙相繞組交替施加電流脈沖)正轉(zhuǎn)：－>A－>AB－>B－>BC－>C－>CD－>D－>DA－>；反轉(zhuǎn)：－>A－>AD－>D－>DC－>C－>CB－>B－>BA－>。其中四相八拍方式的步距是0.9°，其他兩種方式的步距為1.8°同理，三相電機(jī)也分為三種方式，分別為(這里列出三相電機(jī)的正轉(zhuǎn)方式，反轉(zhuǎn)原理同四相電機(jī)。)：(1).三相單三拍：－>A－>B－>C－>；(2).三相雙三拍：－>AB－>BC－>CA－>；(3).三相六拍：－>A－>AB－>B－>BC－>C－>CA；其中三相六拍方式的步距是1.5°，其他兩種方式的步距為3.0°3.7.4步進(jìn)電機(jī)的的驅(qū)動(dòng)電路步進(jìn)電機(jī)需要電流脈沖來驅(qū)動(dòng)，而驅(qū)動(dòng)步進(jìn)電機(jī)對(duì)信號(hào)的電流要求比較高，直接從單片機(jī)、CPLD或者FPGA等芯片出來的信號(hào)是不能驅(qū)動(dòng)步進(jìn)電機(jī)的。如果電流值達(dá)不到要求，電機(jī)就不能正常運(yùn)轉(zhuǎn)甚至不能正常啟動(dòng)。因此，我們要設(shè)計(jì)符合要求的驅(qū)動(dòng)電路來驅(qū)動(dòng)電機(jī)。典型的驅(qū)動(dòng)電路此圖為步進(jìn)電機(jī)的一相驅(qū)動(dòng)電路，控制信號(hào)由FPGA提供，F(xiàn)PGA內(nèi)部設(shè)置控制時(shí)序，可以控制電機(jī)的正轉(zhuǎn)、反轉(zhuǎn)以及加速減速等。步進(jìn)電機(jī)的控制使用達(dá)林頓管(TIP31C：最大電流為3A，最大功率40W，最大電壓100V)，輸入端使用射極跟隨器，以解決FPGA的輸出阻抗與后級(jí)電路不匹配的問題,阻值選取越大，則輸入阻抗越大，效果越好。此處同時(shí)使用了復(fù)合三極管，以增強(qiáng)驅(qū)動(dòng)能力。功率電阻Rc選用5.1Ω、2W的電阻。在C級(jí)與電機(jī)電源之間接入二極管的目的在于防止停機(jī)過程中電機(jī)繞組里存留的不能突變電流引起的反電勢(shì)而將功率管擊穿，使得繞組產(chǎn)生的反電勢(shì)能通過續(xù)流二極管泄放，從而保護(hù)三極管。TIP31C的集電極和發(fā)射極間的二極管用于保證其耐高壓。相關(guān)參數(shù)計(jì)算如下：已知：β=20、Ic=150mA；∴IB=Ic/β=7.5mA，Rb=(Vcc-VBE)/IB=(5-0.7)V/7.5mA=573Ω，取Rb=560Ω、Re=10KΩ。圖中L即是電機(jī)的一相繞組，A為脈沖輸入端。當(dāng)A為高電平時(shí)，三極管VT導(dǎo)通，電流流過繞組L，反之則沒有電流流過。電阻R的作用是縮短時(shí)間常數(shù)τ＝L/(R＋r)，提高工作速度；電容C的作用是使在繞組由截止到導(dǎo)通的瞬間，電源電壓全部降落在繞組上，使電流上升更快，所以該電容又叫加速電容。此簡(jiǎn)化電路的缺點(diǎn)是在電阻R上有功率消耗，為了提高快速性可加大R的阻值，但電源電壓也勢(shì)必提高，功率消耗也會(huì)進(jìn)一步加大。驅(qū)動(dòng)電路也可以簡(jiǎn)化為如圖的電路形式3.8手寫板技術(shù)及其應(yīng)用隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)的發(fā)展，手寫板的出現(xiàn)，使得電腦輸入變的更加快捷、方便和人性化。為進(jìn)一步提高單片機(jī)系統(tǒng)應(yīng)用的人機(jī)交互性，可將手寫板應(yīng)用到單片機(jī)系統(tǒng)中。使用聯(lián)想LX-WRP-1手寫板作為單片機(jī)的輔助輸入，單片機(jī)作為上位機(jī)與手寫板進(jìn)行串行通信。3.8.1手寫板工作原理手寫板從工作原理上看．有電阻式、電容式、電磁感應(yīng)式和紅外感應(yīng)式之分。聯(lián)想“1+1”LX-WRP-1型手寫板為電阻式的，其外觀如圖所示：手寫板工作原理電阻壓力板是由一層可變形的電阻薄膜和一層固定的電阻薄膜構(gòu)成，中間由空氣相隔離，當(dāng)用筆或手指對(duì)上層電阻加壓使之變形，當(dāng)與下層電阻接觸時(shí)，下層電阻薄膜就感應(yīng)出筆或手指的位置。雖然電阻壓力板是手寫板最早采用的技術(shù)，與其他形式相比有很多不足之處。但是，它要求的技術(shù)水平不是很高，在單片機(jī)系統(tǒng)中作為輔助輸入設(shè)備，控制簡(jiǎn)單，而且成本較低，且足以大大改善小系統(tǒng)的人機(jī)交互性。3.8.2手寫板解碼手寫板的感應(yīng)片被按下時(shí)，手寫板將識(shí)別被按下的中心位置，并發(fā)送4Bytes的數(shù)據(jù)(p1，p2，p3，p4)到串行口上。如觸摸屏被分為7×7大區(qū)，分區(qū)示意圖如圖所示。則p1、p2分別表示縱向的1至7大區(qū)和橫向的1至7大區(qū)；p3、p4則表示相應(yīng)區(qū)內(nèi)的縱向和橫向偏移量，每個(gè)大區(qū)被分為128×128個(gè)小區(qū)，行和列對(duì)應(yīng)的坐標(biāo)范圍均為00h～7Fh。分區(qū)圖中*號(hào)對(duì)應(yīng)的位置發(fā)送的全部四個(gè)字節(jié)為：(83h，12h，34h，21h)。當(dāng)手寫筆離開時(shí)，手寫板又會(huì)發(fā)送一串?dāng)?shù)據(jù)(80h，00h，00h，00h)至串行口上，表示此次輸入結(jié)束。手寫板上有三個(gè)功能按鍵1、2、3(如圖3-31所示)，單獨(dú)按下時(shí)發(fā)送4Bytes的數(shù)據(jù)(p1，p2，p3，p4)到串行口上，這三個(gè)功能按鍵分別對(duì)應(yīng)輸入數(shù)據(jù)串(A0h，00h，00h，00h)；(90h，00h，00h，00h)和(C0h，00h，00h，00h)，按下不同的按鍵，再對(duì)手寫板書寫就可以對(duì)原來的編碼進(jìn)行一定的線性處理，擴(kuò)大分區(qū)的標(biāo)號(hào)。3.8.3手寫板與單片機(jī)的硬件連接聯(lián)想LX-WRP-1手寫板的波特率為9600Hz，手寫板和單片機(jī)采用標(biāo)準(zhǔn)串口通信，使用到TXD、RXD、RTS、DTR、GND五根線，其中TXD、RXD分別用于和單片機(jī)交換數(shù)據(jù)，DTR用于單片機(jī)向手寫板提供所需要的電源，RTS用于和單片機(jī)配合提供數(shù)據(jù)準(zhǔn)備好標(biāo)志。手寫板和單片機(jī)串行通信的連接電路其中C1～C4可用1uF的電解電容代替，在硬件連接時(shí)盡量靠近MAX232，C5為0.1uF